汽车工程师

参数	数值
额定功率P_o/W	130
开关频率f_s/kHz	25
工作频率f_o/kHz	25
输入直流电压V_dc/V	48
输入直流滤波电容C_dc/µF	220
串联谐振电感L_s/µH	110
串联谐振电容C_s/µF	0.47
并联谐振电感L_p/µH	17
并联谐振电容C_p/µF	1.8
输出电压有效值V_o/V	28

参数	数值
额定功率P_o/W	130
开关频率f_s/kHz	25
工作频率f_o/kHz	25
输入直流电压V_dc/V	48
输入直流滤波电容C_dc/µF	220
串联谐振电感L_s/µH	110
串联谐振电容C_s/µF	0.47
并联谐振电感L_p/µH	17
并联谐振电容C_p/µF	1.8
输出电压有效值V_o/V	28

控制策略	THD/%	转换效率/%	动态调节时间/µs
文献[8]	2	92.5	240	240
文献[9]	3.6	92	320	480
文献[10]	1.58	90.5	140	140
文献[11]	1.8	92.87	240	160
本文	1.85	94.17	120	140

控制策略	THD/%	转换效率/%	动态调节时间/µs
文献[8]	2	92.5	240	240
文献[9]	3.6	92	320	480
文献[10]	1.58	90.5	140	140
文献[11]	1.8	92.87	240	160
本文	1.85	94.17	120	140

基于LQR优化控制的电动汽车高频交流谐振逆变电源研究

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周浩 ¹^,³ , 曾婧瑶 ² , 吴军 ¹

汽车工程师 | 新能源汽车功率器件与电力电子系统关键技术专题 2025,(7): 10-17

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汽车工程师 | 新能源汽车功率器件与电力电子系统关键技术专题 2025, (7): 10-17

基于LQR优化控制的电动汽车高频交流谐振逆变电源研究

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周浩¹^,³, 曾婧瑶², 吴军¹

作者信息

¹ 株洲中车时代电气股份有限公司，株洲 412001

² 华南理工大学电力学院，广州 510640

³ 华南理工大学吴贤铭智能工程学院，广州 511442

Research on EV HFAC Resonant Inverter Power Supply Based on LQR Optimization Control

Hao Zhou¹^,³, Jingyao Zeng², Jun Wu¹

Affiliations

¹ Zhuzhou CRRC Times Electric Co., Ltd., Zhuzhou 412001

² School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640

³ Shien-ming Wu School of Intelligent Engineering, South China University of Technology, Guangzhou 511442

出版时间: 2025-07-15 doi: 10.20104/j.cnki.1674-6546.20250015

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摘要

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针对电动汽车高频交流（HFAC）谐振逆变电源控制策略设计复杂及硬件电路实现困难的问题，提出了一种基于积分控制器和状态反馈相结合的复合控制策略，以典型LCLC DC/HFAC逆变器为研究对象，采用线性二次型调节器（LQR）优化控制理论实现对复合控制策略中反馈控制参数的离线数字化计算，改善了DC/HFAC逆变器的动态性能，增强了DC-HFAC逆变电源的稳定性，并通过简化控制器的参数设计过程以及移相调制（PSM）方法优化了控制策略和硬件电路的设计。试验结果表明，所提出的基于LQR优化反馈复合控制策略的LCLC DC/HFAC逆变电源具备良好的稳态性能，且具有较高的转换效率和优越的动态响应速度。

关键词

电动汽车 / DC/HFAC逆变器 / 复合控制策略 / 线性二次型调节器 / 优化控制理论

Abstract

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In order to address the issues of complex control strategy design and hardware circuit implementation of High Frequency AC (HFAC) resonant inverter power supply in Electric Vehicle (EV), this paper proposes a composite control strategy based on the combination of an integral controller and state feedback. Taking the typical LCLC DC-HFAC inverter as the research object, the Linear Quadratic Regulator (LQR) optimization control theory is used to realize the offline digital calculation of the feedback control parameters in the composite control strategy, which improves the dynamic performance of the DC/HFAC inverter and enhances the stability of the DC-HFAC inverter power supply. The control strategy and hardware circuit design are optimized by simplifying the parameter design process of the controller and the Phase-Shift Modulation (PSM) method. The experimental results show that the proposed LCLC DC-HFAC inverter power supply based on LQR optimized feedback composite control strategy not only has good steady-state performance, but also has high conversion efficiency and superior dynamic response speed.

Key words

Electric vehicle / DC/HFAC inverter / Composite control strategy / Linear Quadratic Regulator (LQR) / Optimization control theory

引用本文

周浩, 曾婧瑶, 吴军. 基于LQR优化控制的电动汽车高频交流谐振逆变电源研究. 汽车工程师, 2025 , (7) : 10 -17 . DOI: 10.20104/j.cnki.1674-6546.20250015

Hao Zhou, Jingyao Zeng, Jun Wu. Research on EV HFAC Resonant Inverter Power Supply Based on LQR Optimization Control[J]. Automotive Engineer, 2025 , (7) : 10 -17 . DOI: 10.20104/j.cnki.1674-6546.20250015

正文

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1 前言

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高频谐振逆变器具有高功率密度、低电磁干扰（Electromagnetic Interference，EMI）及高转换效率等优点^[1-10]，在过去几十年中，其衍生的高频交流配电系统（High-Frequency Alternating Current Power Distribution System，HFAC PDS）方案广泛应用于电信^[1]、微电网^[2-3]和电动汽车^[4-6]。在电动汽车应用中^[6]，HFAC PDS可有效替代现有直流配电系统（Direct Current Power Distribution System，DC PDS），其结构组成包括直流侧、高频交流母线和负载侧。高频交流谐振逆变器作为直流侧和高频交流母线间的核心设备，对保证电动汽车PDS的稳定运行非常重要。因此，高频谐振逆变电源^[7-10]需要选取合适的调制方法、控制策略以及控制器参数，确保DC/HFAC谐振逆变电源的输出交流电压满足稳态精度高、动态响应速度快以及负载适应性强的要求。

为提高谐振逆变电源的性能，文献[8]提出了一种以桥臂输出电压作为前馈信号的单周期控制（One-Cycle Control，OCC）策略，提高了逆变器的动态性能，但抗扰性能差，而且控制器结构和硬件电路结构相对复杂。文献[9]提出了一种基于H_∞鲁棒反馈控制和改进的OCC相移调制器相结合的控制策略，但其跟踪鲁棒性在给定的扰动下仍无法满足性能指标要求，存在电压静差。此外，文献[10]提出了一种基于结构奇异值（μ）的综合控制策略，谐振逆变器存在不确定扰动时可实现零静差跟踪，具有很强的鲁棒性，但是μ综合控制器需要汉克尔范数近似来降低控制器的阶数，以便设计最终简化的三阶控制器。文献[11]提出一种基于扰动观测器结合比例谐振控制器的复合控制方法，具备谐波抑制功能和良好的暂态性能，但是开关频率较高，导致高频逆变系统的转换效率低。

为简化控制器的设计过程，实现良好的动态和稳态性能，需要从逆变器控制及优化方面进行深入研究。线性二次型调节器（Linear Quadratic Regulator，LQR）作为一种有效的优化方法，通常用于优化控制系统的参数，不仅使系统获得更好的幅值裕量和相位角裕量，而且在一定范围内抑制了非线性失真^[12-16]。文献[13]提出了一种用于同步参考系中三相逆变器的数字LQR控制器，具有良好的抗干扰性；文献[14]采用离散LQR理论优化了状态反馈控制器的增益，保证了三相逆变器在脉冲宽度调制饱和下的稳定性，提高了低脉冲比下系统的瞬态性能。文献[15]只考虑了有功功率低通滤波器的动态特性，并采用LQR优化来保证微电网的稳定性和最佳频率调节。此外，采用LQR策略来设计最佳反馈控制，可优化网格形成转换器的性能^[16]。文献[17]提出一种用于电动汽车电驱系统中工频逆变器的数字LQR跟踪控制器，可实现良好的输出跟踪性能。

基于LQR理论的优势，本文针对电动汽车单相高频LCLC全桥谐振逆变器电源，提出一种最优积分复合状态反馈控制策略，可通过模拟运算放大器集成电路实现控制环路，并通过仿真验证该方法在保证DC/HFAC逆变电源低稳态误差以及较快的动态响应速度方面的效果。

2 高频LCLC谐振逆变器数学模型

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为了获得反馈闭环控制系统的最优控制器参数，必须建立精准的高频谐振逆变器数学模型，拓扑结构采用如图1所示的典型全桥高频谐振逆变器，其中V_dc为直流电压源，C_dc为输入直流滤波电容，Q₁~Q₄为功率开关管，V_ab为全桥电路的输出桥臂电压，I_ab为谐振电流，L_s为串联谐振电感，C_s为串联谐振电容，L_p为并联谐振电感，C_p为并联谐振电容，R为交流负载电阻，Z_LCs为串联谐振阻抗，Z_LCp为并联谐振阻抗。值得注意的是，四阶LCLC谐振滤波器中L_sC_s串联谐振频率f_sr略低于HFAC电压信号输出频率f_o和开关频率f_s，同时，L_pC_p并联谐振频率f_pr略高于f_o和f_s，其表达式为：

（1）${f}_{sr}=\frac{1}{2\pi \sqrt{{L}_{s}{C}_{s}}}{f}_{s}={f}_{o}\frac{1}{2\pi \sqrt{{L}_{p}{C}_{p}}}={f}_{pr}$

根据阻抗等效计算方法，构建了如图2所示的简化高频谐振逆变器和滤波等效电路模型，不仅可以简化数学模型的建立，还有利于状态反馈控制器参数的设计。其中，I_Ls为流过串联谐振电感L_s的电流，I_Lp为流过并联谐振电感L_p的电流，V_Cs为串联谐振电容C_s两端的电压，V_Cp为并联谐振电容C_p两端的电压，I_Le为流过L_sC_s串联谐振支路等效电感L_e的电流，V_Ce为L_pC_p并联谐振支路等效电容C_e两端的电压。然而，在串联-并联谐振电路中，考虑到谐振频率等于开关频率f_s（输出电压频率f_o）的理想情况，通过简化和分析高频谐振逆变器以及四阶LCLC谐振腔等效电路可知，串联谐振支路对高频逆变器输出电压V_o中包含的各次谐波均呈现弱感性，可推导出L_sC_s串联谐振支路等效电感L_e的表达式为：

（2）${L}_{e}={L}_{s}-\frac{1}{{\omega }_{s}^{2}{C}_{s}}$

式中：ω_s=2πf_o=2πf_s为开关角频率。

而并联谐振支路对高频逆变器输出电压V_o中包含的各次谐波均呈现弱容性，可推导出L_pC_p并联谐振支路等效电容C_e的表达式为：

（3）${C}_{e}={C}_{p}-\frac{1}{{\omega }_{s}^{2}{L}_{p}}$

因此，根据基波近似法及基尔霍夫（Kirchhoff）电压和电流定律，可推导出简化后高频谐振逆变器的初始数学状态变量模型为：

（4）$\left\{\begin{array}{l}{\dot{x}}_{m}={A}_{m}{x}_{m}+{B}_{m}{u}_{m}\\ {y}_{m}={C}_{m}{x}_{m}+{D}_{m}{u}_{m}\end{array}\right.$

其中：

（5）$\left\{\begin{array}{l}{x}_{m}={\left[\begin{array}{cc}{I}_{ab}& {V}_{o}\end{array}\right]}^{T}\\ {u}_{m}=\left[{V}_{dc}\right]\\ {y}_{m}=\left[{V}_{o}\right]\end{array}\right.$

式中：A_m=[0 -1/L_e, 1/C_e -1/C_eR]^T；B_m=[M/L_e 0]^T；C_m=[0 1]；D_m=[0 0]；M=4sin(πα/2)/π；α∈(0,π)为移相调制的有效脉冲宽度，即功率开关管Q₁和Q₂组成的超前桥臂与功率开关管Q₃和Q₄组成的滞后桥臂之间存在相位差。

3 优化反馈控制策略及分析

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本文根据内模原理提出一种基于积分控制和状态反馈控制的简单复合控制策略，一方面可简化采用运算放大器IC实现控制策略的硬件电路设计，另一方面，保证了DC/HFAC逆变器在优化反馈闭环控制系统的作用下具有良好的动态响应速度和稳态性能。在基于积分控制和状态反馈控制的复合控制策略中：状态反馈主要反映系统状态变量（如输出电压、谐振电流等）的变化过程，可以加快系统的动态响应性能；积分控制部分用于消除系统的稳态误差，提高系统的稳态性能，确保输出电压能够准确跟踪参考信号。与传统的PI控制器相比，在积分器上加入状态反馈控制更加便于电路设计以及硬件实现。此外，传统的PI控制器不仅无法提高高频谐振逆变器的控制系统性能，反而引入了一个降低动态响应速度的零点。

基于此，构建了DC/HFAC逆变器的LQR最优控制系统，系统框图如图3所示。其中，k₁、k₂和k₃为LQR方法离线计算出的状态反馈控制参数，k₃同样表示积分控制器的积分系数，G_m为典型全桥的等效增益传递函数，V_ref为参考电压，V_Ls为串联谐振电感L_s两端的电压。在LQR最优控制方法的作用下，将负载R跳变产生的功率波动转化为LQR问题进行优化，而且LQR控制器具有无穷大的幅值增益裕度（Gain Margin，GM）和大于60°的相位裕度（Phase Margin，PM）^[18]，可以确保不同扰动条件下的DC/HFAC逆变电源输出HFAC电压具有良好的动态性能，最终实现平抑负载侧功率变化导致的HFAC母线电压波动的功能。

3.1 基于LQR优化反馈控制策略的参数设计

为了提高系统的响应速度，LQR是一种考虑系统状态和控制输入以实现最优反馈控制的最优控制器。控制输入u_c用于实现闭环反馈控制参数的最优解：

（6）u_c=-K_lqrx

式中：K_lqr为最优反馈增益矩阵，x为系统状态。

反馈控制参数最优解则根据成本代价函数J最小化推导计算得出：

（7）$J={\int }_{0}^{\infty }({x}^{T}{Q}_{lqr}x+{u}_{c}^{T}{R}_{lqr}{u}_{c}+\underset{0}{\underset{⏟}{2{x}^{T}N{u}_{c}}}) dt$

式中：Q_lqr、R_lqr分别为跟踪误差和控制信号项的加权矩阵，N为零矩阵。

最优反馈增益矩阵K_lqr可以表示为：

（8）${K}_{lqr}={R}_{lqr}^{-1}{B}^{T}P$

值得注意的是，成本代价函数J最小化成立的前提条件是：J必须是一个有界函数。当DC/HFAC逆变器工作时间t趋近于∞时，高频逆变系统的状态x趋于0，则可以保证反馈控制介入系统的稳定性。一般情况下，如需保持成本函数J不变且Q_lqr增加，则需要减小系统状态x。值得一提的是，此时在系统的零极点分布中，闭环极点(A‒BK_lqr)在s域平面中更加远离虚轴。因此，系统状态x将以更快的速率衰减到0。同样地，当R_lqr增大时，控制输入u_c将减小，这意味着系统状态x的衰减速度将减慢。此外，K_lqr通过适当选择加权矩阵来确定，其中Q_lqr和R_lqr分别是半正定矩阵和正定矩阵。基于上述分析可知，P是代数黎卡提方程（Algebraic Riccati Equation，ARE）的解：

（9）${A}^{T}P+PA-PB{R}_{lqr}^{-1}{B}^{T}P+{Q}_{lqr}=0$

基于此，为了求解反馈闭环控制参数的最优解，重新定义的DC/HFAC逆变器状态变量模型为：

（10）$\left\{\begin{array}{l}\dot{x}=Ax+B{u}_{c}\\ x={\left[\begin{array}{ccc}{I}_{ab}& {V}_{o}& {x}_{e}\end{array}\right]}^{T}\end{array}\right.$

式中：A=[A_m 0, -C_m 0]^T，B=[B_m 0]^T，x_e为参考值与输出反馈值间的误差。

当加权矩阵Q_lqr为：

（11）${Q}_{lqr}=\left[\begin{array}{ccc}0& 0& 0\\ 0& 0& 0\\ 0& 0& 7.2\times {10}^{7}\end{array}\right]$

且R_lqr等于1时，可通过表1所示DC/HFAC逆变电源的参数获得最佳反馈控制参数。

根据表1所示参数取值及式（10）、式（11），可通过MATLAB软件计算获得增益矩阵K_lqr的参数值矩阵。通过在线数字化计算K_lqr=lqr(A,B,Q_lqr,R_lqr)，可得K_lqr的参数值为：

（12）K_lqr=[k₁ k₂ k₃]=[15.5 -3.6 8 485.3]

经过系列计算推导得到数学模型后，可以总结DC/HFAC逆变器的控制器设计过程，图4所示为LQR优化控制器的设计流程。从确定拓扑结构和推导系统数学模型开始，到在PSIM软件中创建仿真电路模型，并搭建基于积分控制和状态反馈控制器的复合控制策略，如果仿真验证结果中输出电压满足性能指标，则对结果和数据进行分析；反之，在MATLAB中采用基于LQR理论的优化方法对反馈控制器参数k₁、k₂和k₃进行设计，并对离线计算的反馈控制器参数k₁、k₂和k₃进行优化，直到输出电压满足性能指标要求时，确定当前反馈参数为最优并输出。此外，结果和数据分析包括不同控制器参数在高频LCLC谐振逆变器中的性能比较。

3.2 基于LQR优化反馈控制策略的动态性能分析

对于稳定的高阶LCLC谐振逆变系统，根据图3可以推导出高频逆变装置输入和输出之间的传递函数G_inv(s)表达式：

（13）${G}_{inv}\left(s\right)=\frac{{a}_{2}{s}^{2}}{{a}_{1}{s}^{5}+{b}_{1}{s}^{4}+{c}_{1}{s}^{3}+{d}_{1}{s}^{2}+{e}_{1}s}$

其中：

（14）$\left\{\begin{array}{l}{a}_{1}={L}_{s}{C}_{s}{L}_{p}{C}_{p}R\\ {b}_{1}={L}_{s}{C}_{s}{L}_{p}+{k}_{rms}{k}_{2}{G}_{m}{C}_{s}{L}_{p}{C}_{p}R\\ {c}_{1}={L}_{s}{C}_{s}R+{L}_{p}{C}_{p}R+{k}_{rms}{k}_{2}{G}_{m}{C}_{s}{L}_{p}+\\ {C}_{s}{L}_{p}R+{k}_{rms}{k}_{1}{G}_{m}{C}_{s}{L}_{p}R\\ {d}_{1}={k}_{rms}{k}_{3}{G}_{m}{C}_{s}{L}_{p}R+{k}_{rms}{k}_{2}{G}_{m}{C}_{s}R\\ {e}_{1}=R\\ {a}_{2}={k}_{3}{G}_{m}{C}_{s}{L}_{p}R\end{array}\right.$

式中：k_rms为输出电压V_o或谐振电流I_ab的有效值与峰值间的转换比例系数。

由式（13）可知，传递函数G_inv(s)在s域平面中的零极点分布主要由未知反馈控制参数k₁、k₂和k₃的取值决定。为了凸显闭环反馈控制参数对高频逆变装置动态性能的影响，绘制各反馈参数变化时DC/HFAC逆变系统的零极点分布趋势图，如图5所示：

a. 由图5a可知：随着k₁逐渐减小，主导极点远离虚轴，此时有利于提高DC/HFAC逆变装置的动态响应速度，其响应将更加迅速和灵敏；随着k₁逐渐增大，非主导极点距离虚轴越来越远，此时可忽略非主导极点对闭环系统的性能影响，并且DC/HFAC逆变器的输出交流电压超调量会减小，振荡现象也会减弱。

b. 由图5b可知，随着k₂逐渐增大，主导极点和非主导极点同时远离虚轴，此时DC/HFAC逆变系统具备较强的稳定性及较快的动态响应速度，其输出交流电压的超调量会减小，且振荡现象也会减弱。

c. 由图5c可知，随着k₃逐渐增大：主导极点远离虚轴，有利于增强高频逆变器的稳定性并改善高频逆变器的暂态性能；非主导极点逐渐靠近虚轴，当非主导极点靠近虚轴或者穿越到虚轴右侧时，DC/HFAC逆变电源装置接入HFAC母线的交流电压超调量可能增加，且振荡现象也可能加剧。

因此，离线数字化计算的反馈控制参数取值需要依据图4所示的流程来设计并最终确定，同时需通过观察试验结果和数据验证反馈控制参数理论取值的正确性和有效性。

3.3 控制策略及调制方法的电路实现

基于以上分析，可构建LQR优化反馈控制器的电路原理图，通过加入简化的移相调制（Phase-Shift Modulation，PSM）方法即可完成整个控制环路设计，如图6所示，控制环路主要由电阻（R₁~R₆）、电容器（C_i）、运算放大器（OA1和OA2，LM6142）、比较器（LM393）、非门（NOT，CD4069）及D触发器（CD4013）构成。其中，v_c、f_vc分别表示三角载波及其频率。根据式（12）所示的最优反馈增益矩阵K_lqr推导出参数k₁、k₂和k₃的关系表达式为：

（15）$\left\{\begin{array}{l}{k}_{1}={R}_{5}/{R}_{3}\\ \left|{k}_{2}\right|={R}_{5}/{R}_{4}\\ {k}_{3}=1/{R}_{1}{C}_{i}\end{array}\right.$

4 仿真结果验证

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为了验证基于LQR理论优化反馈控制策略应用在电动汽车DC/HFAC逆变器中的可行性、有效性和合理性，在PSIM软件中构建了仿真模型，并分别开展DC/HFAC逆变电源的稳态性能和动态性能仿真与结果分析。

4.1 稳态性能仿真

图7所示为DC/HFAC逆变器稳态条件下输出桥臂电压V_ab、谐振电流I_ab、驱动信号S₁和S₃的仿真波形。由图7中驱动信号S₁和S₃可以看出，两个桥臂之间存在相位差，即移相角α，使V_ab呈现3种电平状态（48 V、0、-48 V）。此外，输出桥臂电压V_ab波形超前于LCLC谐振网络的输入谐振电流I_ab，表明此时全桥开关网络中所有功率器件均处于零电压开关（Zero Voltage Switch，ZVS）状态，而且LCLC的阻抗呈现弱感性，满足软开关实现条件。

图8所示为DC/HFAC逆变器稳态条件下输出电压V_o、输出电流I_o、输出桥臂电压V_ab以及谐振电流I_ab的仿真波形。由图8可知：V_o的峰值约为39.8 V（转换成电压有效值为28.14 V，稳态误差仅为0.5%），表明采用LQR优化理论的控制器及参数设计具有良好的稳态控制实现能力，并且V_o的正弦化程度很高；I_ab在一个工作周期内的正弦化程度同样较高。此外，为了直观展示稳态条件下DC/HFAC逆变器V_o的电能质量，分析额定功率输出时V_o的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）分布情况，如图9所示。从图9中可以看出，V_o的THD较低，约为1.85%。

4.2 动态性能仿真

图10所示为负载R变化时高频谐振逆变器输出电压V_o的动态调节过程：当高频谐振逆变器的输出功率突然增大（即R由12 Ω突变为8 Ω）时，稳态-动态-稳态的调节过程需要约3个工作周期；当高频谐振逆变器的输出功率突然减小（即R由8 Ω突变为12 Ω）时，稳态-动态-稳态的调节过程需要大约3.5个工作周期。据此可知，在LQR优化理论控制策略作用下，DC/HFAC谐振逆变器具备优越的暂态性能。

DC/HFAC逆变器作为电动汽车HFAC PDS接入HFAC母线的核心装置，其转换效率和接入母线时的谐波含量是评价DC/HFAC装置和所提出的优化控制策略的重要评判指标。因此，输出的高频谐振逆变系统转换效率和输出电压的总谐波失真，如图11所示。从图11中可以看出：DC/HFAC逆变装置的最大转换效率为94.17%，且在宽范围负载变化时，DC/HFAC逆变系统的整体效率均在90%以上；DC/HFAC逆变电源输出电压V_o的总谐波失真处于1.7%~2%范围内，满足IEEE Std 1547.2-2008和IEEE Std 519-2022所提出的谐波小于5%的限制要求。

为了分析所提出的基于LQR理论优化反馈控制策略的性能，根据文献[8]~文献[10]和文献[11]中所示的动态结果，总结并归纳性能对比分析结果，包括THD、转换效率和动态调节时间，如表2所示。由表2可以发现，本文所提出的基于LQR理论优化的反馈控制策略具有高转换效率和良好的动态响应速度，系统效率和暂态性能优越且谐波含量较低。

5 结束语

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为提高电动汽车HFAC PDS中源侧高频LCLC谐振逆变电源的暂态性能和转换效率，本文提出了一种基于积分控制器和状态反馈相结合的复合控制策略，建立了DC/HFAC逆变器的状态反馈数学模型，并利用LQR理论对控制器的反馈参数进行了优化。基于LQR理论的控制策略在保证高频谐振逆变系统稳定性的同时，提高了负载阶跃变化条件下高频谐振逆变系统的动态响应速度。通过搭建高频LCLC谐振逆变电源模型以及离线数字化计算控制器参数的应用与调整，验证了本文控制策略的合理性和有效性，进一步表明高频LCLC谐振逆变系统在LQR优化理论控制策略作用下具有较低的THD、较高的转换效率以及良好的动、静态性能，而且反馈控制器的优化以及简化的脉冲宽度调制方法更加便于采用运算放大器设计硬件电路。

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文献

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2025年第卷第7期

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doi: 10.20104/j.cnki.1674-6546.20250015

首发时间：2025-11-10
出版时间：2025-07-15

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作者

出版历史

修回日期：2025-02-20

基金

作者信息

¹ 株洲中车时代电气股份有限公司，株洲 412001

² 华南理工大学电力学院，广州 510640

³ 华南理工大学吴贤铭智能工程学院，广州 511442

参考文献

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https://castjournals.cast.org.cn/joweb/qcgcs/CN/10.20104/j.cnki.1674-6546.20250015

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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