科学技术与工程

参数	数值
直流电压U_d/V	600
交流电压u_g_j/V	220
逆变器侧电感L₁/mH	3.8
网侧电感L₂/mH	2.2
滤波电容C/μF	10
阻尼电阻R_d/Ω	10
采样频率f_s/kHz	12

参数	数值
直流电压U_d/V	600
交流电压u_g_j/V	220
逆变器侧电感L₁/mH	3.8
网侧电感L₂/mH	2.2
滤波电容C/μF	10
阻尼电阻R_d/Ω	10
采样频率f_s/kHz	12

频率/Hz	SHRC-PC 下电流THD/%	新型SOSHRC-PC 下电流THD/%
49.5	1.88	1.73
49.6	1.81	1.65
49.7	1.75	1.57
49.8	1.60	1.49
49.9	1.52	1.42
50.0	1.45	1.33
50.1	1.82	1.56
50.2	2.16	1.68
50.3	2.52	1.89
50.4	2.86	2.11
50.5	3.17	2.29

频率/Hz	SHRC-PC 下电流THD/%	新型SOSHRC-PC 下电流THD/%
49.5	1.88	1.73
49.6	1.81	1.65
49.7	1.75	1.57
49.8	1.60	1.49
49.9	1.52	1.42
50.0	1.45	1.33
50.1	1.82	1.56
50.2	2.16	1.68
50.3	2.52	1.89
50.4	2.86	2.11
50.5	3.17	2.29

并网逆变器新型二阶选择谐波重复-比例控制

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章晓龙 ¹ , 胡浩 ¹ , 傅晓帆 ¹^,^* , 周克亮 ² , 郑华俊 ¹

科学技术与工程 | 论文·电工技术 2025,25(13): 5438-5446

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科学技术与工程 | 论文·电工技术 2025, 25(13): 5438-5446

并网逆变器新型二阶选择谐波重复-比例控制

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章晓龙¹, 胡浩¹, 傅晓帆¹^,^*, 周克亮², 郑华俊¹

作者信息

¹ 贵州大学电气工程学院, 贵阳 550025

² 武汉理工大学自动化学院, 武汉 430070

章晓龙(2000—),男,汉族,安徽芜湖人,硕士研究生。研究方向:功率变换器的建模与控制。E-mail:zhangxiaolonggzu@126.com。

通讯作者:

* 傅晓帆(1979—),女,汉族,浙江磐安人,博士,讲师。研究方向:功率变换器的控制、电力电子在电力系统中的应用。E-mail:xffu3@gzu.edu.cn。

Novel Second Order Selective Harmonic Repetitive Control and Proportional Control for Grid-connected Inverters

Xiao-long ZHANG¹, Hao HU¹, Xiao-fan FU¹^,^*, Ke-liang ZHOU², Hua-jun ZHENG¹

Affiliations

¹ School of Electrical Engineering, Guizhou University, Guiyang 550025, China

² School of Automation, Wuhan University of Technology, Wuhan 430070, China

出版时间: 2025-05-08 doi: 10.12404/j.issn.1671-1815.2405628

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摘要

收起

二阶选择谐波重复控制(second order selective harmonic repetitive control, SOSHRC)策略因其良好的频率适应性和动态性能被广泛应用于并网逆变器控制中。针对传统SOSHRC策略的稳定性分析方法复杂、稳定性标准较为保守等问题,提出一种新型二阶选择谐波重复-比例控制(second order selective harmonic repetitive control and proportional control, SOSHRC-PC)。首先,设计新型SOSHRC的结构和原理,并介绍新型SOSHRC-PC控制策略。然后,分析新型SOSHRC-PC控制器的稳定性和参数设计方法。最后,搭建基于新型二阶(6k±1)次谐波重复-比例控制的三相并网逆变器模型,仿真结果表明所提的控制策略具有良好的稳态和动态性能。

关键词

并网逆变器 / 二阶选择谐波重复-比例控制 / 稳定性标准 / 频率适应性

Abstract

收起

Second order selective harmonic repetitive control(SOSHRC) strategy with good frequency adaptability and dynamic performance, is widely used in grid-connected inverter control. To address the problems of the traditional SOSHRC strategy, such as the difficulty of using the stability analysis method and the conservative stability criterion, a novel second order selective harmonic repetitive control and proportional control(SOSHRC-PC) was proposed. Firstly, the structure and principle of the novel SOSHRC were designed, the novel SOSHRC-PC control strategy was introduced. Then, the stability and parameter design methods of the novel SOSHRC-PC controller were analyzed. Finally, a three-phase grid-connected inverter based on the novel second-order (6k ± 1) harmonic repetitive control and proportional control was constructed, and the simulation results show that the proposed control strategy has great steady state and dynamic performance.

Key words

grid-connected inverters / second order selective harmonic repetitive control and proportional control / stability criterion / frequency adaptability

引用本文

章晓龙, 胡浩, 傅晓帆, 周克亮, 郑华俊. 并网逆变器新型二阶选择谐波重复-比例控制. 科学技术与工程, 2025 , 25 (13) : 5438 -5446 . DOI: 10.12404/j.issn.1671-1815.2405628

Xiao-long ZHANG, Hao HU, Xiao-fan FU, Ke-liang ZHOU, Hua-jun ZHENG. Novel Second Order Selective Harmonic Repetitive Control and Proportional Control for Grid-connected Inverters[J]. Science Technology and Engineering, 2025 , 25 (13) : 5438 -5446 . DOI: 10.12404/j.issn.1671-1815.2405628

正文

收起

随着新型电力系统的建设,高比例可再生能源接入电网已成为趋势^[1]。并网逆变器作为可再生能源与电网之间的纽带,要提供高质量的入网电流^[2-3]。因此,研究高性能的并网逆变器精确控制方法、提升并网逆变器控制性能具有重大意义。

基于内模原理^[4]的重复控制(repetitive control, RC)能够有效地抑制谐波污染,故而得到了广泛的应用。然而,RC的动态性能差,实际应用时通常与其他控制器相结合,构成复合控制器。文献[5-6]提出将比例积分(proportional integral, PI)控制与重复控制相结合,提升控制器的性能,但PI控制的参数整定依赖于设计者的经验^[7],且此时控制器内部存在耦合,会影响控制器的性能。文献[8]提出了无差拍重复控制,具有良好的控制性能,但无差拍控制存在模型参数失配、控制延迟等问题。文献[9-10]提出了重复-比例复合控制器(repetitive control and proportional control, RC-PC),通过重复控制器并联比例控制器,拓宽RC控制增益的取值范围,从而提升RC的动态性能。并且由于传统重复控制(conventional repetitive control, CRC)中延迟环节N的值较大,从而导致CRC占用较大的存储空间。为解决此问题,选择谐波重复控制^[11](selective harmonic repetitive control, SHRC)应运而生。SHRC通过消除特定次谐波,在实现与CRC大致相同的控制性能的同时降低了存储空间负担,进一步提升了重复控制器的动态性能。

然而,当电网频率发生变化时,CRC和SHRC的控制性能均出现显著的恶化。为此,文献[12-13]提出了变采样频率(variable sampling frequency, VSF)法,通过改变采样频率,使延迟环节N的值始终为整数,从而改善控制性能,但是此方法增加了控制器设计的复杂度,在实际应用中的实现难度较大。文献[14 -19]采用了分数阶重复控制(fractional order repetitive control, FORC)方案,利用数字滤波器近似分数延迟,进而实现重复控制器的频率自适应。但是采用FORC方案时需要实时更新滤波器系数,增加了CPU的运算负担。文献[20 -22]采用了高阶重复控制(high order repetitive control, HORC)方案,通过提高重复控制器的阶数,改善系统的频率适应性。与FORC方案相比,采用HORC方案时不需要改变控制器参数,便可获得良好的频率适应性。故当电网频率在小范围内波动时,HORC方案更具性价比,但在传统HORC方案中,稳定性分析方法复杂、稳定性标准较为保守,控制器性能仍有改善的空间。

针对上述问题,现提出一种新型二阶选择谐波重复-比例控制(second order selective harmonic repetitive control and proportional control, SOSHRC-PC)策略,简化稳定性分析方法,得到更为先进的稳定性标准,以获得更佳的控制性能。首先,设计新型二阶选择谐波重复控制(second order selective harmonic repetitive control, SOSHRC)的结构和原理,介绍新型SOSHRC-PC控制策略。然后,分析新型SOSHRC-PC控制器的稳定性和参数设计方法。最后,搭建基于新型二阶(6k±1)次谐波重复-比例控制的三相并网逆变器模型,仿真结果验证所提控制策略的可行性和有效性。

1 新型二阶选择谐波重复-比例控制

收起

1.1 传统二阶选择谐波重复控制结构

具有标准RC结构SHRC[(nk ± m) RC]的结构框图如图1所示。

其传递函数可表示为

(1)G_SHRC(z)=k_rc

c o s (2 π m / n) z - N / n - z - 2 N / n z - 2 N / n - 2 c o s (2 π m / n) z - N / n + 1

式(1)中:k_rc为重复控制增益;N = f_s / f₀ =T₀ /T_s,f_s、T_s分别为采样频率和采样周期,f₀、T₀分别为电网频率和周期;n > m ≥ 0。令n = 1且m = 0,可以得到CRC;令n = 4且m = 1,可以得到(4k ± 1) RC;同理令n = 6且m = 1,可得(6k ± 1) RC。

由图1可得,SHRC的传递函数还可表示为

(2)G_SHRC(z)=k_rc

M S H R C (z) 1 - M S H R C (z)

式(2)中:M_SHRC(z)为前向延迟器^[22],其表达式为

(3)M_SHRC(z)=

z - N / n [c o s (2 π m / n) - z - N / n] 1 - z - N / n c o s (2 π m / n)

然而,传统SHRC对电网频率波动的鲁棒性较差。为提升重复控制器的频率适应性,文献[22]提出了SOSHRC,其结构框图如图2所示。

SOSHRC的传递函数可写为

(4)G_SOSHRC(z)=k_rc

w 1 M S H R C (z) + w 2 M S H R C (z) 2 1 - [w 1 M S H R C (z) + w 2 M S H R C (z) 2]

式(4)中:w₁、w₂为权重系数,w₁ + w₂ = 1^[23],-1 < w₂ <1且w₂ ≠ 0。

1.2 新型二阶选择谐波重复控制结构

为简化稳定性分析,提出一种新型SOSHRC,其结构如图3所示。

新型SOSHRC的传递函数可表示为

(5)$G_{\mathrm{SHRC}}(z)=k_{\mathrm{rc}} \frac{\cos (2 \pi m / n) z^{-N / n}-z^{-2 N / n}}{z^{-2 N / n}-2 \cos (2 \pi m / n) z^{-N / n}+1}$

式(5)中:λ₁ = 1 / (1 + w₂);λ₂ = w₂ / (1 + w₂)。

将λ₁和λ₂代入式(5),可以得出新型SOSHRC与传统SOSHRC是等效的,即

(6)G'_SOSHRC(z)=G_SOSHRC(z)

因此,由图3可得,新型SOSHRC仅需使用过去一个周期的数据即可实现二阶行为,这样更好地满足了实时存储的要求。

式(5)可改写为

(7)G'_SOSHRC(z)=

k r c 1 + w 2

[G₁(z)+G₂(z)]

G₁(z)和G₂(z)的表达式分别为

(8)G₁(z)=

M S H R C (z) 1 - M S H R C (z)

(9)G₂(z)=

- w 22 M S H R C (z) 1 + w 2 M S H R C (z)

对比式(2)和式(5)可得,为避免控制器性能下降,λ₁必须大于1,λ₂须为负值,因此w₂的取值范围为-1 < w₂ <0。

图4展示了w₂取不同值时新型SOSHRC的幅频响应。可以看出,w₂的值越小,新型SOSHRC的增益和带宽越大,频率适应性越好。但在实际应用中,w₂越接近-1,系统的稳定性越差,故需要选择合适的w₂,以实现控制性能和稳定性之间的良好折中。

1.3 新型二阶选择谐波重复-比例控制结构

为了提升控制器的动态性能,提出将新型SOSHRC与比例控制器k_p并联,构成新型SOSHRC-PC控制器,其结构如图5所示。

此时,新型SOSHRC的传递函数可写为

(10)$\begin{aligned} G_{\mathrm{nrc}}(z)= & k_{\mathrm{rc}}\left[\lambda_{1} \frac{Q(z) M_{\mathrm{SHRC}}(z)}{1-Q(z) M_{\mathrm{SHRC}}(z)}-\right. \\ & \left.\lambda_{2} \frac{w_{2} Q(z) M_{\mathrm{SHRC}}(z)}{1+w_{2} Q(z) M_{\mathrm{SHRC}}(z)}\right] z^{m} S(z) \end{aligned}$

式(10)中:Q(z)为低于1的常数或零相位低通滤波器;z^m为线性超前补偿器;S(z)为补偿器;P(z)为被控对象。

2 稳定性分析

收起

由图5可知,系统的跟踪误差传递函数表达式为

(11)E(z)=

i r e f (z) - u g (z) 1 + [G n r c (z) + k p] P (z)

则系统的特征多项式为

(12)$\begin{aligned} 1+ & {\left[G_{\text {nrc }}(z)+k_{\mathrm{p}}\right] P(z) } \\ & =1+G_{\text {nrc }}(z) P(z)+k_{\mathrm{p}} P(z) \\ & =\left[1+k_{\mathrm{p}} P(z)\right]\left[1+\frac{G_{\text {nrc }}(z) P(z)}{1+k_{\mathrm{p}} P(z)}\right] \\ & =\left[1+k_{\mathrm{p}} P(z)\right]\left[1+G_{\text {nrc}}(z) P_{0}(z)\right] \end{aligned}$

式(12)中:P₀(z)的表达式为

(13)P₀(z)=

P (z) 1 + k p P (z)

因此,可以得到系统的稳定性条件如下。

(1)1 + k_pP(z) = 0的根在单位圆内。

(2)

1 + G n r c (z) P 0 (z)

≠ 0。

通过选取合适的k_p即可满足稳定性条件(1),而满足稳定性条件(2)需要达到以下两个条件,即

(14)

θ (ω)

θ S (ω) + θ P (ω) + m ω T s

<90°

(15)0<k_rc<

2 (1 + w 2) 2 m i n c o s θ (ω) (1 + w 2 + 2 w 22) m a x [N S (ω) N P (ω)]

式中:θ_S(ω)和N_S(ω)为S(z)的相频特性和幅频特性;θ_P(ω)和N_P(ω)为P₀(z)的相频特性和幅频特性。

证明过程如下。

为便于稳定性分析,取Q(z) = 1,则式(10)可改写为

(16)G_nrc(z)=

k r c 1 + w 2

[G₁(z)+G₂(z)]z^mS(z)

若参考信号和干扰信号的频率为基波频率的整数倍时,

z - N

= 1,即

e - j N ω T s

= 1^[24],则有

(17)

M S H R C (z)

e - j N ω T s / n c o s (2 π m / n) - e - j N ω T s / n 1 - e - j N ω T s / n c o s (2 π m / n)

c o s (2 π m / n) - e - j N ω T s / n 1 - e - j N ω T s / n c o s (2 π m / n)

c o s (2 π m / n) - e - j N ω T s / n 1 - e - j N ω T s / n c o s (2 π m / n)

c o s (2 π m / n) - 1 1 - c o s (2 π m / n)

因此,可以将M_SHRC(z)表示为

(18)M_SHRC(z)=e^j^θ

则有

(19)Re[G₁(z)]=Re

e j θ 1 - e j θ

=Re

c o s θ + j s i n θ 1 - c o s θ - j s i n θ

c o s θ - 1 (1 - c o s θ) 2 + s i n 2 θ

12

将式(18)代入式(9)可得

(20)Re[G₂(z)]=Re

- w 22 e j θ 1 + w 2 e j θ

=Re

- w 22 c o s θ + j s i n θ 1 + w 2 c o s θ + j w 2 s i n θ

- w 22 (c o s θ + w 2) 1 + 2 w 2 c o s θ + w 22

若-(w₂ + cosθ) ≥ 0,则有

(21)Re[G₂(z)]≥0

若-(w₂ + cosθ) < 0,则

(22)

1 + 2 w 2 c o s θ + w 22 - w 22 (c o s θ + w 2)

≤

1 - w 22 - w 22 (1 + w 2)

2 w 2

≤-

1 + w 2 w 22

综合式(21)及式(22)可得

(23)Re[G₂(z)]≥-

w 22 1 + w 2

因此,可确定

(24)minRe

k r c 1 + w 2 [G 1 (z) + G 2 (z)]

≥
min

k r c 1 + w 2 - 12 - w 22 1 + w 2

=
min

- k r c (1 + w 2 + 2 w 22) 2 (1 + w 2) 2

将式(14)和式(15)代入式(24),可得

(25)minRe

k r c 1 + w 2 [G 1 (z) + G 2 (z)]

>
-

12 - 2 c o s θ (ω) m a x [N S (ω) N P (ω)]

c o s θ (ω) m a x [N S (ω) N P (ω)]

稳定性条件(2)中的表达式可改写为

(26)$\begin{aligned} 1+G_{\text {nrc }}(z) P_{0}(z)= & 1+G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z) z^{m} S(z) P_{0}(z) \\ = & 1+N_{\mathrm{S}}(\omega) N_{P}(\omega) \mathrm{e}^{-\mathrm{j} \theta(\omega)} \times \\ & \left\{\operatorname{Re}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right]+\right. \\ & \left.\mathrm{j} \operatorname{Im}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right]\right\} \\ = & 1+N_{\mathrm{S}}(\omega) N_{P}(\omega)\{\cos [\theta(\omega)] \times \\ & \operatorname{Re}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right]+\sin [\theta(\omega)] \times \\ & \left.\operatorname{Im}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right]\right\}-\mathrm{j} N_{\mathrm{S}}(\omega) N_{\mathrm{P}}(\omega) \times \\ & \left\{-\sin [\theta(\omega)] \operatorname{Re}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right]+\right. \\ & \cos \left[\theta(\omega) \operatorname{Im}\left(G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right]\right\} \end{aligned} $

令虚部等于零,则有

(27)Im[G'_SOSHRC(z)]=

s i n [θ (ω)] c o s [θ (ω)]

×Re[G'_SOSHRC(z)]

由式(14)可知,cos[θ(ω) ]> 0,可知

(28)$\begin{aligned} 1+G_{\text {nrc }}(z) P_{0}(z)= & 1+N_{\mathrm{S}}(\omega) N_{\mathrm{P}}(\omega) \times \\ & \left\{\cos [\theta(\omega)]+\frac{\sin ^{2}[\theta(\omega)]}{\cos [\theta(\omega)]}\right\} \times \\ & \operatorname{Re}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right] \\ = & 1+N_{\mathrm{S}}(\omega) N_{\mathrm{P}}(\omega) \times \\ & \operatorname{Re}\left[G_{\text {SOSHRC }}^{\prime}(z)\right] / \cos \theta(\omega) \\ & >1-\frac{N_{S}(\omega) N_{\mathrm{P}}(\omega)}{\max \left[N_{S}(\omega) N_{\mathrm{P}}(\omega)\right]}>0 \end{aligned}$

故当式(14)和式(15)成立时,系统满足稳定性条件(2)。

3 控制器设计

收起

3.1 三相并网逆变器的数学模型

如图6所示为三相LCL型并网逆变器的数学模型。

由于在三相系统中,(6k ± 1)次谐波占主导地位,故所采用的电流控制器为新型二阶(6k ± 1)次谐波重复-比例控制器。

由基尔霍夫电压和电流定律,可得被控对象的传递函数为

(29)P(s)=

R d C s + 1 L 1 L 2 C s 3 + R d C (L 1 + L 2) s 2 + (L 1 + L 2) s

三相LCL型并网逆变器的参数如表1所示,经过离散化后得

(30)P(z)=

0.004278 z 2 + 0.002695 z - 0.001974 z 3 - 2.19 z 2 + 1.74 z - 0.5499

3.2 比例增益设计

由稳定性分析可知,比例增益的选取需要满足稳定性条件(1),即P₀(z)的极点必须都在单位圆内。比例增益k_p取不同值时,P₀(z)的极点图如图7所示。可以得到,当k_p取10~30时,P₀(z)的所有极点均在单位圆内。综合考虑系统稳定性以及控制性能,选择k_p为20。

3.3 滤波器设计

为了提高系统的稳定性,需要设计内模滤波器Q(z)。Q(z)通常为小于1的常数或零相移低通滤波器,后者能在低频处提供高增益,高频处增益迅速衰减,更利于系统的稳定。因此选择Q(z)为

(31)Q(z)=0.25z^-1+0.5+0.25z

为进一步衰减高频处的增益,需要设计补偿器S(z),选择四阶巴特沃斯滤波器为

(32)$\begin{aligned} S(z)= & \left(0.004824 z^{4}+0.0193 z^{3}+0.02895 z^{2}+\right. \\ & 0.0193 z+0.004824)\left(z^{4}-2.37 z^{3}+\right. \\ & \left.2.314 z^{2}-1.055 z+0.1874\right)^{-1} \end{aligned}$

3.4 相位超前补偿器设计

由式(14)以及式(15)可知,为提高系统稳定性、拓展控制增益k_rc的取值范围,需要设计相位超前补偿器。即通过设计适当的相位超前补偿器z^m,使得θ_S(ω) + θ_S(ω) + mωT_s接近0°。m取不同值时,θ_S(ω) + θ_S(ω) + mωT_s的相频特性曲线如图8所示。可知,当m取8时,θ_S(ω) + θ_P(ω) + mωT_s最接近0°。

3.5 权重和重复控制增益设计

权重w₂越小,控制器的性能越好,但系统可能会不稳定。综合考虑下,选择w₂ =-0.5。由图8可知,当m取8时,中低频时θ_S(ω) + θ_P(ω) + mωT_s在0°~24.9°变化,因此

(33)min{cos[θ(ω)]}=0.907

S(z)P₀(z)的幅频特性曲线如图9所示,此时

(34)max[N_S(ω)N_P(ω)]=0.050 3

因此,重复控制增益的最大值为

(35)

2 (1 + w 2) 2 m i n c o s [θ (ω)] (1 + w 2 + 2 w 22) m a x [N S (ω) N P (ω)]

=9.016

考虑一定的稳定裕度,选择k_rc = 6。

4 仿真分析

收起

为验证所提出的新型SOSHRC-PC控制策略的有效性和优越性,通过MATLAB/Simulink搭建三相LCL型并网逆变器仿真模型,系统参数如表1所示。分别对所提新型SOSHRC-PC控制器的稳态性能和动态性能进行仿真分析验证。

4.1 稳态性能

为验证所提新型SOSHRC-PC控制器在电网频率波动情况下的控制性能,主要以49.5 Hz和50.5 Hz为例,分析新型SOSHRC-PC控制器的谐波抑制性能,并与选择谐波重复-比例控制(selective harmonic repetitive control and proportional control, SHRC-PC)进行对比。

当电网频率为49.5 Hz时,在两种控制器下的a相电压电流波形以及电流频谱图如图10和图11所示。由图10可知,在新型SOSHRC-PC控制下功率因数更接近1。当采用SHRC-PC时,入网电流的总谐波失真(total harmonic distortion, THD)为1.88%,而当采用新型SOSHRC-PC时,入网电流THD为1.73%,改善了入网电流质量。

图12和图13分别为电网频率为50.5 Hz时,在SHRC-PC和新型SOSHRC-PC两种控制器下的a相电压电流波形以及电流频谱图。采用SHRC-PC时,入网电流THD为3.17%,而采用新型SOSHRC-PC时,入网电流THD降低为2.29%。可知,采用新型SOSHRC-PC时,功率因数更大,入网电流波形更平滑,电流质量更好。

表2所示为当电网频率变化时,两种控制器下的入网电流THD变化情况。通过比较易知,当电网频率在49.5~50.5 Hz变化时,在新型SOSHRC-PC控制下,电流THD更低,入网电流质量更优,表明所提控制策略具有良好的频率适应性。

4.2 动态性能

为验证新型SOSHRC-PC控制器的动态性能,设置参考电流幅值在0.2 s时从15 A突变到10 A,此时在SHRC-PC和新型SOSHRC-PC控制下的电流波形如图14所示。可知,当参考电流发生突变时,SHRC-PC控制下电流经过40 ms后稳定,而新型SOSHRC-PC控制下电流在30 ms内达到稳定,因此新型SOSHRC-PC具有更好的动态性能。

5 结论

收起

针对传统SOSHRC的稳定性分析方法复杂、稳定性标准过于保守的问题,提出了新型SOSHRC-PC控制策略以获得更佳的控制性能。通过理论分析和仿真结果可以得到以下结论。

(1)新型SOSHRC仅使用过去一个周期的数据便能够实现二阶行为,这样更好地满足了实时存储的要求。

(2)所提的新型SOSHRC-PC控制策略简化了稳定性分析方法,得到更为先进的稳定性标准。其能够在电网频率波动时得到良好的谐波抑制性能,并且具有良好的动态响应性能。

基金

收起

国家自然科学基金(52367019)
贵州省省级科技计划基金(黔科合基础-ZK[2023]一般075)
贵州大学引进人才科研项目(贵大人基合字(2021)33号)

参考文献

收起

文献

收起

参考文献引证文献

排序方式：

[1]

赵冬梅, 徐辰宇, 陶然, 等. 多元分布式储能在新型电力系统配电侧的灵活调控研究综述[J]. 中国电机工程学报, 2023, 43(5): 1776-1799.

Zhao

Dongmei

, Xu

Chenyu

, Tao

Ran

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2025年第25卷第13期

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文章信息

doi: 10.12404/j.issn.1671-1815.2405628

接收时间：2024-07-26
首发时间：2025-07-09
出版时间：2025-05-08

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作者

出版历史

收稿日期：2024-07-26
修回日期：2025-02-08

基金

国家自然科学基金(52367019)

贵州省省级科技计划基金(黔科合基础-ZK[2023]一般075)

贵州大学引进人才科研项目(贵大人基合字(2021)33号)

作者信息

¹ 贵州大学电气工程学院, 贵阳 550025

² 武汉理工大学自动化学院, 武汉 430070

通讯作者:

* 傅晓帆(1979—),女,汉族,浙江磐安人,博士,讲师。研究方向:功率变换器的控制、电力电子在电力系统中的应用。E-mail:xffu3@gzu.edu.cn。

参考文献

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https://castjournals.cast.org.cn/joweb/kxjsygc/CN/10.12404/j.issn.1671-1815.2405628

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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