电子元件与材料

工艺角	修调前温度系数（10^-6/℃）	修调后温度系数（10^-6/℃）
SS	12.1	1.58	1.87
TT	0.74	0.74	0.98
FF	5.92	0.84	0.99
SF	2.08	0.85	1
FS	2.56	0.91	1.1

工艺角	修调前温度系数（10^-6/℃）	修调后温度系数（10^-6/℃）
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文献	[1]	[5]	[6]	[14]	本文
年份	2024	2024	2019	2020	2025
工艺（nm）	22	180	180	130	180
输入电压（V）	1.8	1.5～2.5	1.8	3	1～3.3
输出电压（V）	0.8	0.9	0.3	1.21	0.8
温度范围（℃）	-40～125	-40～150	-45～170	-40～125	-40～150
温度系数（10^-6/℃）	34.6	0.638	4.6	0.64	0.98
线性调整率（%）	0.29	0.023	-	-	0.23

文献	[1]	[5]	[6]	[14]	本文
年份	2024	2024	2019	2020	2025
工艺（nm）	22	180	180	130	180
输入电压（V）	1.8	1.5～2.5	1.8	3	1～3.3
输出电压（V）	0.8	0.9	0.3	1.21	0.8
温度范围（℃）	-40～125	-40～150	-45～170	-40～125	-40～150
温度系数（10^-6/℃）	34.6	0.638	4.6	0.64	0.98
线性调整率（%）	0.29	0.023	-	-	0.23

一种宽温度范围低温漂带隙基准源设计

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肖昌志 , 李严

电子元件与材料 | 研究与试制 2025,44(10): 1211-1219

收起

电子元件与材料 | 研究与试制 2025, 44(10): 1211-1219

一种宽温度范围低温漂带隙基准源设计

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肖昌志, 李严

作者信息

北京信息科技大学理学院，北京 100192

通讯作者:

通信作者：李严，副教授，博士，主要从事模拟集成电路设计的研究。E-mail: yanli@bistu.edu.cn

Design of a low temperature drift bandgap reference source with a wide temperature range

Changzhi XIAO, Yan LI

Affiliations

School of Applied Science, Beijing Information Science and Technology University, Beijing 100192, China

出版时间: 2025-10-05 doi: 10.14106/j.cnki.1001-2028.2025.0239

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摘要

收起

设计了一种采用复合补偿方式的带隙基准电压源（BGR），基于Banba型带隙基准源结构，利用额外的三极管支路和补偿电阻抵消V_BE的高阶效应，并加入分段补偿电路，实现在宽温度范围下的曲率补偿。同时利用数字修调电路，进一步减小工艺对电路性能的影响。电路基于SMIC 180nm BCD工艺进行设计，后仿真结果表明，在-40～150 ℃温度范围内，基准源能够稳定输出800mV电压，温度系数为0.98×10^-6/℃；在电源电压1～3.3V变化时，输出漂移值为5.4mV，线性调整率低于0.23%。

关键词

带隙基准 / 超宽温度范围 / ΔV_BE线性补偿 / 分段补偿 / 数字修调

Abstract

收起

A bandgap reference voltage source（BGR）adopting a composite compensation method was designed. Based on the Banba-type bandgap reference topology，an additional BJT branch and compensation resistors were utilized to cancel the high-order effects of the base-emitter voltage（V）. A piecewise compensation circuit was also incorporated to achieve curvature compensation over a wide temperature range. Meanwhile，a digital trimming circuit was employed to further reduce the impact of process variations on circuit performance. Designed in the SMIC 180nm BCD process，post-layout simulation results showed that the reference source could stably output a voltage of 800mV with a temperature coefficient of 0.98×10/℃over the temperature range of-40-150℃. When the supply voltage varied from 1V to 3.3V，the output drift was 5.4mV，with a line regulation of less than 0.23%.

Key words

bandgap reference / wide temperature range / ΔV_BE linear compensation / piecewise compensation / digital trimming

引用本文

肖昌志, 李严. 一种宽温度范围低温漂带隙基准源设计. 电子元件与材料, 2025 , 44 (10) : 1211 -1219 . DOI: 10.14106/j.cnki.1001-2028.2025.0239

Changzhi XIAO, Yan LI. Design of a low temperature drift bandgap reference source with a wide temperature range[J]. Electronic Components and Materials, 2025 , 44 (10) : 1211 -1219 . DOI: 10.14106/j.cnki.1001-2028.2025.0239

正文

收起

基准源作为各种模拟和混合信号电路中不可或缺的一部分，得益于较低的温度系数及出色的抗干扰能力，在低压差线性稳压器（LDO）、模数转换器（ADC）、锁相环（PLL）等系统中得到了极为广泛的应用^[1-2]。随着各种电子系统的迭代升级，对基准源性能的要求也愈发严格^[3]，更低的温度系数和更宽的工作温度范围也成为众多研究人员们所追求的目标。

Liao等^[4]设计了一款用于生物医学电子系统的带隙基准，通过三段式补偿，使基准源在-40～125 ℃温度范围内的温度系数低至2.8×10^-6/℃。但该基准使用电阻来设置电流和电压的比例关系，受工艺影响较大，且适用温度范围较窄。Fu等^[5]使用分段补偿的方法，基准源在-40～150 ℃较宽温度范围内实现了0.638×10^-6/℃的极低温度系数。但由于在补偿时使用了过多运放，使电路结构较为复杂，极大地增加了版图面积和功耗。An等^[6]同样通过分段补偿方法使带隙基准在-40～170 ℃温度范围内的温度系数低至4.6×10^-6/℃。但电路缺少对工艺误差进行调整的能力，在流片后，芯片可能会出现一定的性能偏差。

针对以上问题，本文提出一种新型的带隙基准源。在保证合理版图面积和功耗的情况下，通过ΔV_BE线性补偿及分段补偿形成的复合补偿方式，极大地降低基准源的温度系数，使基准源温度系数在-40～150 ℃宽温度范围内低至0.98×10^-6/℃，同时采用数字修调电路进一步消除制造工艺对电路的影响，保证输出精度和稳定性。

1　Banba型带隙基准源分析

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传统带隙基准是将负温度系数电压V_BE（三极管基极和发射极间电压）与正温度系数电压ΔV_BE（两个晶体管间基极-发射极电压差）按一定比例求和得到输出电压，V_REF固定为1.2V左右，这极大地限制了带隙基准源的应用场景^[7]。

1999年，Banba等^[8]提出了电流求和方式的带隙基准结构。将三极管Q₂支路的I_CTAT与电阻R₂支路的I_PTAT电流求和后利用M_P3引出，通过输出电阻产生V_REF，此时调整输出电阻阻值，即可得到任意所需的基准电压。其电路结构如图1所示，输出电压V_REF可表示为：

式中：V_T为热电压，其值为kT/q；T为热力学温度。将（1）式对温度求导可得：

室温下 ∂V_BE/∂T ≈-1.5mV/K，∂V_T/∂T ≈0.087mV/K。所以通过调节R₁与R₂的比例关系与三极管Q₁和Q₂比例N，即可得到近乎零温度系数的参考电压。

但在实际电路中，该结构仅实现了V_BE的一阶补偿，V_BE含有的高阶项并没有被抵消，所以温度特性曲线会呈现为一条上凸的曲线，如图2所示。通过实际仿真研究发现，该结构下温度系数通常在8×10^-6/℃以上，想要实现更低的温度系数，还需要进一步对基准源进行高阶补偿。

2　本文带隙基准结构设计

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图3为本文所设计带隙基准的整体结构，主要包括五个部分：启动电路、运算放大器、带隙主电路、分段补偿电路及修调模块。

2.1　启动电路

如图3所示，启动电路由M_P5、M_P6、M_N1～M_N4构成，V_REF控制启动电路的导通与截止，通过M_N2～M_N4将电流导入带隙主电路及补偿电路。

当V_REF为低电平时，M_N1截止，其漏极处于高电平，使得M_N2～M_N4导通，M_N2将电流注入带隙基准主电路，M_N3和M_N4分别将电流注入不同温度段的补偿电流产生电路；当V_REF为高电平时，M_N1导通，其漏极处于低电平，使得M_N2～M_N4截止，启动电路关闭，电路完成启动过程。

2.2　运算放大器

本文采用的运放如图4所示的两级结构，在具有较高增益的同时，也保证了较大的输出摆幅，显著提高基准源稳定性。同时，使用密勒电容C_c对环路进行补偿，以保证有足够的相位裕度。

2.3　带隙基准主电路

如图5为本文的带隙基准主电路结构。

通过额外的三极管Q₃支路和补偿电阻R₅、R₆补偿V_BE的高阶非线性部分，进一步降低基准源的温度系数，并扩大基准源的温度范围^[9]。

在考虑高阶效应的情况下，V_BE应该表示为^[10] :

式中：V_G0为带隙电压，约为1.205V；V_BE0为T₀条件下V_BE的参考值；γ的取值与电流传输过程相关，此处取4；α的取值与流过三极管电流有关，当三极管流过零温度系数电流时取0，流过正温度系数电流时取1，流过零温度系数电流时取2^[9]。此时，流过Q₁的电流为正温度系数电流，所以α=1，代入公式（3）可得：

流过Q₃的电流约为零温度系数电流，所以α=0，代入公式（8）可得：

则Q₁与Q₃的压差为：

流过补偿电阻R₅的电流为：

与基本结构相同，M_P3将补偿后的电流复制到输出级，通过输出电阻获得参考电压V_REF:

整理得到：

由上式可知，首先通过调整R₂与R₅的比值，使得V_BE接近线性化，再通过调整R₁、R₄阻值，即可获得温度系数更小、更为精确的目标参考电压。

经过初步补偿后，温度特性曲线如图6所示，此时带隙基准的温度范围扩展至-40～150 ℃，温度系数在4×10^-6/℃到8×10^-6/℃之间，后续还需设计分段补偿电路对各温度段的输出电流进行精确补偿，以获得更低的温度系数。

2.4　分段补偿电路

如图7，本文的分段思路是通过MOS管开关电路将温度分为三段：低温段（-40～0 ℃）、中温段（0～110 ℃）和高温段（110～150 ℃）。为了简化控制电路，首先对全温度下电路进行负温度系数电流补偿，以优化中温段的温度特性，如图7（a）所示；然后分别对高温段、低温段进行正温度系数电流和反向负温度系数电流补偿，如图7（b）所示。此时，只需要控制高温段和低温段的补偿电流开启和关断，即可实现各温度段的精确补偿。

另外，在导入全温段补偿电流后，低温段和高温段温度系数会有一定量的升高，导致温度特性曲线的斜率有较大程度的增加，常规的正（负）温度系数电流产生电路已无法满足补偿的需要。因此本设计采用MOS管作为补偿电流的开关管，利用MOS管的转移特性来构建有着较大斜率的正负温度系数补偿电流^[11]。

2.4.1　全温段补偿电流产生电路

如图3所示，M_P8、M_P9、M_N5、M_N6、Q₄、R₆组成一组负温度系数电流产生电路^[12]，所得到的电流I_CTAT为：

由于R₆电阻为正温度系数电阻，所以整体电流呈负温度特性。通过M_P7引出后，全温度段补偿电流I_CO1为：

式中：K为MOS管宽长比。通过调整M_P7、M_P8管比例即可获得所需补偿电流的大小。

2.4.2　低温段和高温段电流产生电路

如图3所示，M_P15、M_P16、M_N11～M_N13、R₈组成高温段电流产生电路。由MOS管处于饱和区的电压电流关系可知：

式中：μ_n为载流子迁移率；C_OX为介质的介电常数ε与t_ox的比值；V_th为开启电压。假设M_N13的宽长比是M_N12的H倍，漏源电流I₁ =I₂ =k₁T^m，μ_n =k₂Tⁿ，k₁、k₂为与温度无关的常数，此时^[13]：

将ΔV_GS对温度T求偏导：

式中：（m+n）的值在2～4之间。式（15）恒大于0，即ΔV_GS呈现正温度特性。电路所得到的电流I_PTAT为：

R₈电阻同样为正温度系数电阻，所以整体电流呈正温度特性。由于需要添加MOS管开关电路，所以此处通过一路NMOS电流镜与一路PMOS电流镜电路将高温段补偿电流I_CO2引出^[14] :

同理，M_P18、M_P19、M_N15～M_N18、R₁₀组成低温段电流产生电路。低温段补偿电流I_CO3通过一路NMOS电流镜引出，使得电流方向与低温段带隙主电流方向相反，所以I_CO3可以表示为：

将各补偿电流共同接入带隙主电路输出端，I_CO可表示为：

2.4.3　MOS管开关电路

通过M_P10和M_P17分别引出正、负温度系数电流，流经电阻将其转化为开关管M_P11、M_N14的栅电压，从而控制低温段与高温段补偿电流的导通与截止，再利用低温段和高温段电流产生电路，通过MOS管宽长比控制补偿电流大小，即可获得所需的补偿电流。补偿电流如图8所示。

此时，经过补偿后的带隙基准输出电压V_REF可以表示为：

2.4　数字修调电路

由于集成电路器件在制造时会受到工艺的影响，从而导致电路性能产生一定的偏差，所以需要设计对应的修调电路，以保证芯片功能。在本设计中，修调电路主要分为两部分，一是对ΔV_BE补偿电阻的修调，即图3中的Trim1模块，二是对分段补偿电路的修调，即图3中的Trim2、Trim3模块。

Trim1模块主要通过改变修调电阻的大小，控制主电路中PTAT电流和CTAT电流上升或下降的趋势，进而达到修调电路整体温度特性的目的；而在分段补偿电路中，由于补偿电流值整体偏小，受到PVT条件影响也较小，所以Trim2、Trim3模块主要对分段点的偏移进行修调，通过控制修调电阻的大小，改变开关管的栅电压，进而达到调整分段点的目的。

Trim1～Trim3模块内部结构基本相同，如图9所示，其中电阻均为阻值为R的根电阻^[15]。通过数字信号控制MOS管的开启与关闭调整总电阻大小，进而对电路进行修调。由于数字修调电路的优越性，在后续流片之后还可以进行反复修调，进一步提升基准源精度和稳定性。

3　仿真与分析

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本文电路基于SMIC 180nm BCD工艺进行电路和版图的设计以及前后仿真，版图如图10所示，尺寸为318 μm×233 μm。

图11为27 ℃下，电源电压在0～3.3V区间变化时输出电压的变化曲线，V_REF在1～3.3V范围内都能稳定在800mV左右，输出最大漂移值为5.4mV，线性调整率为0.23%。图12为静态电流曲线，在1.8V电源电压下，常温静态电流约为60 μA，功耗为108 μW；最大电流约为66 μA，功耗为118.8 μW。图13为1.8V电源电压下PSRR的仿真结果，约为-52dB，说明电路有着较好的电源波动抑制能力。以上均为后仿真结果。

图14为在1.8V电源电压下，温度范围-40～150℃时基准源前仿温度特性曲线，得到温度系数为0.74×10^-6/℃。与前文图2和图6对比可知，相较于未进行补偿的电路，温度系数减小为原来的1/11；相较于经过ΔV_BE补偿后的基准电路，温度系数减小为原来的1/5。

前后仿结果对比如图15所示，后仿得到电路温度系数为0.98×10^-6/℃，输出电压整体差值为661 μV。其中，后仿相对于前仿，电路受到寄生参数的影响主要分为两部分，一是对温度系数的影响，温度特性曲线向下倾斜，温度系数有一定程度的增大；二是对整体输出电压的影响，温度曲线向下移动，输出电压有一定程度的减小。

经过仿真分析可知，温度特性的变化主要是受到Trim1模块中寄生电阻的影响。Trim1模块中开关MOS管通过修调电阻连接在补偿电阻两端，在提取寄生参数后，MOS管寄生电阻使得补偿电阻整体增大，从而使得温度特性曲线向下倾斜，温度系数增加。输出电压则是因为带隙核心电路受到了寄生电容、寄生电阻的影响，输出电流减小，使得输出电压下降，但几乎不影响输出电压的温度特性。

图16为分别在1.5，2，2.5V电源电压下，TT工艺条件下的补偿电流曲线。图17为在1.8V电源电压，SS、TT、FF工艺条件下的补偿电流曲线。对图16和17进行分析可知，尽管补偿电流的大小受到电源电压和工艺的影响较小，但由于用以产生开关电压的电阻值较大，补偿电流的变化会被电阻放大，而且电阻本身也会受到工艺的影响，所以电源电压和工艺都对会分段点产生较为明显的影响。

通过调整Trim2和Trim3模块code即可对分段点进行修调，以尽量减小其偏移对电路性能的影响。以工艺修调为例，修调后结果如图18所示。

图19为修调前电路在全工艺角下的温度特性后仿真曲线。相较于TT工艺角，其他工艺角下电路的温度系数均有明显上升，尤其在SS工艺角下，电路的温度特性最差，温度系数达到12.1×10^-6/℃。

为进一步测试电路在全工艺角下的温度特性及修调电路性能，在1.8V电源电压下对电路的温度系数进行蒙卡仿真，仿真点数量设置为500，仿真结果如图20所示。由蒙卡仿真结果可知，在不进行修调的情况下，电路的温度系数受工艺影响较大，平均温度系数为7.7×10^-6/℃，标准差为5.27。基于以上蒙卡仿真结果，找到温度系数最差的仿真点，将其工艺条件进行保存，可在此工艺条件下进一步验证修调模块性能。修调前后温度特性曲线如图21所示，修调前温度系数为32.77×10^-6/℃，修调后温度系数为1.83×10^-6/℃。对比可知，修调后基准源的温度特性有了较为显著的改善。

修调后电路在全工艺角下的温度特性后仿真曲线如图22所示，此时，各工艺角下电路的温度系数均在2×10^-6/℃以下。表1为全工艺角修调前后的温度系数对比。

表2为本文与部分参考文献带隙基准源的性能比较。可以看出，本文设计的基准电压源所适用的温度范围和温度系数都优于大部分文献，且具有一定的修调能力，可满足多数应用场景的需求。

4　结论

收起

本文基于Banba型带隙基准结构，设计了一种宽温度范围、低温度系数带隙基准电压源。通过ΔV_BE线性补偿和分段补偿形成的复合补偿方式，极大地降低了温度系数；同时采用数字修调电路，减小了工艺偏差对电路的影响，提高了电路的精度和稳定性。后仿结果表明，基于SIMC 180nm BCD工艺，在TT工艺角、温度范围为-40～150 ℃的条件下，温度系数低至0.98×10^-6/℃。相较于传统带隙基准，本设计在发热量较大的充电电路或温度传感电路等对温度范围、精度要求较高的电路系统中具有较高的实用性，而在部分对于噪声性能和电源抑制比方面要求较为严苛的场景，本设计还需要一定的完善才能加以应用，后续也将基于此来对电路进行新的研究和优化。

参考文献

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文献

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2025年第44卷第10期

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152

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doi: 10.14106/j.cnki.1001-2028.2025.0239

接收时间：2025-05-24
首发时间：2026-04-16
出版时间：2025-10-05

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收稿日期：2025-05-24

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北京信息科技大学理学院，北京 100192

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通信作者：李严，副教授，博士，主要从事模拟集成电路设计的研究。E-mail: yanli@bistu.edu.cn

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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工艺角	修调前温度系数（10^-6/℃）	修调后温度系数（10^-6/℃）
工艺角	前仿	前仿	后仿
SS	12.1	1.58	1.87
TT	0.74	0.74	0.98
FF	5.92	0.84	0.99
SF	2.08	0.85	1
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