电源学报

参数	数值	参数	数值
直流电压${U}_{\mathrm{{dc}}}/\mathrm{V}$	180	电网电压${u}_{\mathrm{g}}/\mathrm{V}$	100
滤波电感${L}_{1}/\mathrm{{mH}}$	3	电网电压频率${f}_{0}/\mathrm{{Hz}}$	50
滤波电容$C/\mu \mathrm{F}$	10	采样频率${f}_{\mathrm{s}}/\mathrm{{kHz}}$	30
滤波电感${L}_{2}/\mathrm{{mH}}$	1	开关频率${f}_{\mathrm{{sw}}}/\mathrm{{kHz}}$	15
比例系数${K}_{\mathrm{p}}$	100	3th 谐振系数	95
基频谐振系数${K}_{\mathrm{{rl}}}$	0.6	5th 谐振系数	95
截止带宽${\omega }_{c}$	3.14	7th 谐振系数	80
谐振深度${\omega }_{\mathrm{f}}$	15	9th 谐振系数	70

参数	数值	参数	数值
直流电压${U}_{\mathrm{{dc}}}/\mathrm{V}$	180	电网电压${u}_{\mathrm{g}}/\mathrm{V}$	100
滤波电感${L}_{1}/\mathrm{{mH}}$	3	电网电压频率${f}_{0}/\mathrm{{Hz}}$	50
滤波电容$C/\mu \mathrm{F}$	10	采样频率${f}_{\mathrm{s}}/\mathrm{{kHz}}$	30
滤波电感${L}_{2}/\mathrm{{mH}}$	1	开关频率${f}_{\mathrm{{sw}}}/\mathrm{{kHz}}$	15
比例系数${K}_{\mathrm{p}}$	100	3th 谐振系数	95
基频谐振系数${K}_{\mathrm{{rl}}}$	0.6	5th 谐振系数	95
截止带宽${\omega }_{c}$	3.14	7th 谐振系数	80
谐振深度${\omega }_{\mathrm{f}}$	15	9th 谐振系数	70

弱电网下 LCL 逆变器的有源阻尼控制策略研究

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王翰文 , 曾成碧 , 苗虹

电源学报 | 新能源系统 2024,22(2): 167-174

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电源学报 | 新能源系统 2024, 22(2): 167-174

弱电网下 LCL 逆变器的有源阻尼控制策略研究

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王翰文, 曾成碧, 苗虹

作者信息

四川大学电气工程学院成都 610065

王翰文(1996-),男,硕士研究生。研究方向:微电网并网逆变器控制技术。E-mail: 976898554@qq.com。

曾成碧(1969-),女,博士,硕士生导师,教授。研究方向:新能源及智能优化控制等光伏发电技术。E-mail: 857606631@qq.com。

苗虹(1971-),女,通信作者,博士,副教授。研究方向:分布式发电和微电网技术等。E-mail:1604681549@qq.com。

Research on Active Damping Control Strategy for LCL Inverter in Weak Grid

Hanwen WANG, Chengbi ZENG, Hong MIAO

Affiliations

School of Electrical Engineering Sichuan University Chengdu 610065 China

出版时间: 2024-03-30 doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.167

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摘要

收起

在弱电网中,由于电网阻抗的存在,会导致新能源并网 LCL滤波器固有谐振频率发生偏移,传统有源阻尼控制策略则无法保证系统的稳定性。而且随着新能源发电在电力系统中的占比不断提高,如何降低运营成本成为了研究热点。因此本文提出一种基于并网电流和公共耦合电压反馈的新型控制策略,该控制策略不仅提供了有源阻尼以抑制 LCL 谐振,而且减少了传感器的使用,还能对大范围变化的电网阻抗有较强的适应能力。通过仿真和实验表明,与传统的控制策略相比,在改进的策略下弱电网的实用范围增加,系统的稳定性得到提高,对谐波的抑制能力提升,并网电流质量有了良好的改善。

关键词

弱电网 / LCL滤波器 / 并网逆变器 / 有源阻尼

Abstract

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In a weak grid, due to the existence of grid impedance, the natural resonant frequency of a new energy grid-connected LCL filter will shift, and the traditional active damping control strategy cannot guarantee the system stability. Moreover, as the proportion of new energy power generation in the power system continues to grow, how to reduce the operating costs is a hot topic for research. Therefore, a novel control strategy based on grid-connected current and common coupling voltage feedback is proposed in this paper, which not only provides active damping to suppress LCL resonance, but also reduces the use of sensors. In addition, it has a strong adaptability under wide-ranging changes in grid impedance. Simulation and experimental results show that, compared with that under the traditional control strategy, the practical range of weak grid under the improved strategy increases, the system stability is enhanced, and the capability to suppress harmonics is raised, indicating that the quality of grid-connected current is well improved.

Key words

Weak grid / LCL filter / grid-connected inverter / active damping

引用本文

王翰文, 曾成碧, 苗虹. 弱电网下 LCL 逆变器的有源阻尼控制策略研究. 电源学报, 2024 , 22 (2) : 167 -174 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.167

Hanwen WANG, Chengbi ZENG, Hong MIAO. Research on Active Damping Control Strategy for LCL Inverter in Weak Grid[J]. Journal of Power Supply, 2024 , 22 (2) : 167 -174 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.167

正文

收起

随着国家对碳排放要求的提高, 导致石化能源的占比逐步降低。如何开发可再生清洁能源已成为当前能源发展的重点^[1-3]。并网逆变器作为清洁能源发电系统与电网之间的连接枢纽, 发挥着关键作用。由于 LCL 滤波器具有体积小,抗高次谐波干扰能力强的优点, 广泛应用于并网逆变器中。然而, LCL 滤波器是一个三阶系统, 如果没有适当的阻尼,会引起系统的谐振,导致系统不稳定^[4-5]。

LCL 滤波器的阻尼方法可分为有源阻尼和无源阻尼^[6]。无源阻尼虽阻尼效果好,但造成较大的损耗。有源阻尼中, 通常采用电流反馈来提供系统阻尼,例如电容电流反馈^[7],逆变器侧电流反馈^[8]。但是这需要较多的传感器来采集对相应变量的数据, 增加了成本和带来误差问题。

为了减少传感器的使用, 文献[9-11]提出了具有单个电网电流反馈回路的高通滤波器 HPF(high-pass filter) 有源阻尼技术, 但是没考虑弱电网中阻抗变化带来的影响。文献[12]则提出了一种电流预测控制, 这种方法需要对控制系统进行精确的建模,实现难度大。文献[13]采用基于公共耦合点电压${v}_{\mathrm{{pcc}}}$ 的 HPF 前馈有源阻尼方法,有较好的谐振抑制效果, 但是该方法只能在一定的电网阻抗范围内才能保持系统稳定,因此存在局限性。

为了提高与弱电网连接的 LCL 逆变器的稳定性,并且减少传感器的使用,本文提出了一种基于并网电流和公共耦合电压${v}_{\mathrm{{pec}}}$ 的新型的有源阻尼策略。建立相应的 LCL 逆变器的数学模型, 对传统的控制策略和提出的改进控制策略进行比较分析, 同时考虑控制时延的情况下分析所提出方法的稳定性。最后通过仿真和实验验证该方法的有效性。

1 系统数学模型与分析

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1.1 LCL 逆变器数学模型

新能源典型的 LCL 型三电平并网逆变器的配置如图1 所示,其中:${U}_{\mathrm{{dc}}}$ 是直流母线电压;${L}_{1}$ 是逆变器侧的电感;$C$ 是滤波电容器;${L}_{2}$ 是并网侧电感。电网阻抗通常由电网电阻${R}_{\mathrm{g}}$ 和电网电感${L}_{\mathrm{g}}$ 组成, 但是电阻分量的存在有利于并网系统的稳定性, 因此在分析最恶劣的工作条件时, 仅考虑存在电网电感${L}_{\mathrm{g}}$。${i}_{1i}$ 为逆变器输出电流,$i =\mathrm{a},\mathrm{b},\mathrm{c}$ (下同)；${i}_{2i}$ 是并网电流;${i}_{Ci}$ 是电容电流;${u}_{i}$ 是逆变器的输出电压;${u}_{Ci}$ 是电容电压;${u}_{\mathrm{g}i}$ 是并网电压。

将基尔霍夫定律和拉普拉斯变换应用于图1, 系统的数学模型为

(1)

$\left\{\begin{array}{l} s{L}_{1}{I}_{1}\left( s\right)= U\left( s\right)- {U}_{\mathrm{C}}\left( s\right)\\ s\left({{L}_{2}+ {L}_{\mathrm{g}}}\right){I}_{1}\left( s\right)= {U}_{\mathrm{C}}\left( s\right)- {U}_{\mathrm{g}}\left( s\right)\\ s{C}_{\mathrm{f}}{U}_{\mathrm{C}}\left( s\right)= {I}_{1}\left( s\right)- {I}_{2}\left( s\right)\end{array}\right.$

为了简便控制,将式 (1) 进行${\alpha \beta }$ 变换^[14],以$\alpha$ 轴为例, 则式 (1) 可变换成

(2)

$\left\{\begin{array}{l} s{L}_{1}{I}_{1\_ \alpha }\left( s\right)= U\left( s\right)- {U}_{\mathrm{C}\_ \alpha }\left( s\right)\\ s\left({{L}_{2}+ {L}_{\mathrm{g}}}\right){I}_{1\_ \alpha }\left( s\right)= {U}_{\mathrm{C}}\left( s\right)- {U}_{\mathrm{g}\_ \alpha }\left( s\right)\\ s{C}_{\mathrm{f}}{U}_{\mathrm{C}\_ \alpha }\left( s\right)= {I}_{1\_ \alpha }\left( s\right)- {I}_{2\_ \alpha }\left( s\right)\end{array}\right.$

1.2 控制策略分析

在${\alpha \beta }$ 坐标系中使用 Quasi-PR 控制可实现给定电流的静态无差错跟踪, 并且为了有效地抑制电网中存在的高次谐波对电网侧电流的影响, 通常将 QPR 控制器与多谐振补偿控制器^[15] 并联使用。用于控制电网侧电流的组合控制器为

(3)

${G}_{\mathrm{R}}\left( s\right)= {K}_{\mathrm{p}}+ \frac{2{K}_{r1}{\omega }_{\mathrm{c}}s}{{s}^{2}+ 2{\omega }_{\mathrm{c}}s +{\omega }_{0}^{2}}+ \mathop{\sum }\limits_{{m = 1}}^{4}\frac{{\omega }_{\mathrm{{fm}}}s}{{s}^{2}+ 2{\omega }_{\mathrm{f}}s +{\left\lbrack \left( 2m + 1\right){\omega }_{0}\right\rbrack }^{2}}$

式中:${K}_{\mathrm{p}}$ 为${G}_{\mathrm{R}}\left( s\right)$ 的比例系数;${K}_{r1}$ 为${G}_{\mathrm{R}}\left( s\right)$ 的基本频率谐振系数;${\omega }_{\mathrm{c}}$ 为$\mathrm{{QPR}}$ 控制器的截止带宽;${\omega }_{0}=$ ${2\pi }{f}_{0}$ 为控制器的基本角频率,${f}_{0}$ 为基波频率;${2m}+ 1$ 为谐波频率阶数,$m = 1,2,3,4;{\omega }_{\mathrm{f}}$ 为谐振深度;${\omega }_{\mathrm{{fm}}}$ 为多谐振控制器的谐振系数。

依据式 (2) 与式 (3), 系统的控制框图如图2 所示。

在图2 中,${I}_{\text{ref }}\left( s\right)$ 为给定电流的参考值;${U}_{1}$ 和${I}_{1}$ 为电感器${L}_{1}$ 上的电压以及流过电感器${L}_{1}$ 的电流;${U}_{\mathrm{C}}$ 和${I}_{\mathrm{C}}$ 为电容器$C$ 上的电压以及流经电容器$C$ 的电流;${I}_{2}$ 为流经电感器${L}_{2}$ 的电流;${K}_{\mathrm{{PWM}}}$ 为$\mathrm{{PWM}}$ 逆变器的传递函数,表示为${U}_{\mathrm{{dc}}}/{U}_{\mathrm{{tri}}},{U}_{\mathrm{{tri}}}$ 是三角载波幅度。${G}_{\mathrm{d}}\left( s\right)$ 为系统延迟,通常由采样延时、离散化计算延迟和$\mathrm{{PWM}}$ 调制延时组成,表示为$\mathrm{e}$。调制方式采用非对称正采样正弦脉宽调制 SPWM(sinusoidal pulse width modulation),采样频率${f}_{\mathrm{s}}$ 是开关频率${f}_{\mathrm{{sw}}}$ 的两倍。${G}_{\mathrm{f}}\left( s\right)$ 为电压前馈环节,增益为$1/$ ${K}_{\mathrm{{PWM}}}$。另外,如果直流母线电压比较低, PWM 出现饱和情况时, 可以采用 SVPWM 调制, 以保证控制策略的有效性。

为了抑制 LCL 逆变器的固有谐振, 文献[11]中采用了基于并网电流的一阶 HPF 反馈有源阻尼法。相应的传递函数框图如图3 所示, 并且依据该文献的方法计算出${\omega }_{\mathrm{h}}= {13000}$ 和${k}_{\mathrm{h}}= 3$。对应的开和闭环传递函数为

(4)

$ G\left( s\right)= \frac{{G}_{\mathrm{R}}\left( s\right){K}_{\mathrm{{PWM}}}}{A{L}_{1}\left({{L}_{2}+ {L}_{\mathrm{g}}}\right) C +{B}_{1}\left({{L}_{1}+ {L}_{2}}\right)- {B}_{2}{L}_{\mathrm{g}}}$

(5)

${G}_{\text{closs }}\left( s\right)= \frac{G\;\left( s\right)}{1 + G\;\left( s\right)} $

式中:$A =\left({{s}^{4}+ {\omega }_{\mathrm{h}}{s}^{3}}\right);{B}_{1}= \left({{s}^{2}+ {\omega }_{\mathrm{h}}s}\right);{B}_{2}= {k}_{\mathrm{c}}{K}_{\mathrm{{PWM}}}s$。

依据式 (5) 画出对应的闭环极点分布图, 如图4 所示。

可以发现, 随着电网阻抗的增加, 并网电流的主导极点逐渐向复平面的右半部分移动, 最终并网导致系统失稳, 这说明并网电流 HPF 有源阻尼反馈方法的弱电网范围较小。

同样的,文献[13]采用并网点电压${v}_{\mathrm{{pcc}}}$ 作为有源阻尼反馈量,并且采用 HPF 作为反馈函数。由于存在锁相环,必须在${v}_{\mathrm{{pcc}}}$ 处收集电压信号,无需添加额外的电压传感器。因此, 在电网较弱的情况下, 合理地设计${v}_{\mathrm{{pec}}}$ 处的反馈回路,可以获得较好的阻尼效果, 实现系统稳定性。但是该方法使用的必要条件是在一定电网阻抗之上,因此实用范围有局限。

2 改进控制策略的提出

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为了减少传感器的使用,并扩大并网弱电网的范围,及并网逆变器的稳定性,本文把并网电流${I}_{2}$ 和公共耦合点电压${v}_{\mathrm{{pcc}}}$ 作为反馈变量,提出一种改进的有源阻尼法, 相应的控制结构图如图5 所示。

结合图5 和式 (4), 得出在添加有源阻尼反馈环节后系统的开环传递函数的公式为

(6)

${G}^{3}\left( s\right)= \frac{{G}_{\mathrm{R}}\left( s\right){K}_{\mathrm{{PWM}}}}{A{L}_{1}\left({{L}_{2}+ {L}_{\mathrm{g}}}\right) C +{B}_{1}\left({{L}_{1}+ {L}_{2}}\right)+ {k}_{2}{K}_{\mathrm{{PWM}}}{L}_{\mathrm{g}}{s}^{2}- {B}_{2}}$

式中:$A =\left({{s}^{4}+ \omega {s}^{3}}\right);{B}_{1}= \left({{s}^{2}+ {\omega s}}\right);{B}_{2}= {k}_{1}{K}_{\mathrm{{PWM}}}{s}_{\circ }$

首先需要保证系统在具有较小电网阻抗的情况下能够保持稳定,则保持前文的$\omega ={13000}$ 和${k}_{1}= 3$。通常来说,系统短路比(SCR)小于 10 的情况被称为弱电网 (本文对应的${L}_{\mathrm{g}}= 1\mathrm{{mH}}$ ),因此在${L}_{\mathrm{g}}= 1\mathrm{{mH}}$ 的弱电网背景下讨论${k}_{2}$ 的取值。由式 (10) 则可画出${k}_{2}$ 变化时对应的系统开环伯德图,如图6 所示。

从图6 可知,随着${k}_{2}$ 的增大,系统的开环截止频率${f}_{\mathrm{c}}$ 降低,但是系统的开环相位裕度$\mathrm{{PM}}($ phase margin) 由负变正, 系统由不稳定变为稳定, 说明了在弱电网下,采用所提出的改进有源阻尼控制法具有更好的稳定性。为了获得较好的 PM 以及较大的带宽,本文选择${k}_{2}= 1$。同时为了近一步验证改进的控制策略在不同弱电网背景下的优越性和稳定性, 电网阻抗${L}_{\mathrm{g}}$ 从$0 - 3\mathrm{{mH}}$ 变化时系统的开环伯德图与对应的闭环极点分布图, 分别如图7 和图8 所示。

从图7 可看出, 改进的控制策略能够有效的抑制谐振峰, 并且具有较好的稳定性与鲁棒性。由图8 与图4 相比可以看出, 在不同的弱电网下, 不同电网阻抗值, 并网电流的闭环主导极点均处于复平面的左半部分,并网电流${I}_{2}$ 具备良好的稳定性。

因此采用本文所提的改进的控制策略, 不仅节约了传感器, 解决了文献[11]与文献[13]中所存在的问题,并有效改善并网电流在弱电网下的稳定性。

3 考虑控制延时的改进方法稳定性分析

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3.1 稳定性分析

研究的 LCL 逆变器系统的传递函数图如图9 所示,其中${G}_{\mathrm{d}}\left( s\right)$ 是系统时间延迟,其 Pade 表示为

(7)

${G}_{\mathrm{d}}\left( s\right)\approx \frac{1 -\frac{{T}_{\mathrm{d}}s}{2}+ \frac{{\left({T}_{\mathrm{d}}s\right)}^{2}}{12}}{1 +\frac{{T}_{\mathrm{d}}s}{2}+ \frac{{\left({T}_{\mathrm{d}}s\right)}^{2}}{12}}$

那么本文所提出的改进的控制策略的系统开环和闭环传递函数为

(8)

${G}^{4}\left( s\right)= {G}_{\mathrm{R}}\left( s\right){K}_{\mathrm{{PWM}}}\left({s +{\omega }_{\mathrm{h}}}\right){G}_{\mathrm{d}}\left( s\right)/ \\\left\lbrack {\left({{s}^{4}+ {\omega }_{\mathrm{h}}{s}^{3}}\right){L}_{1}\left({{L}_{2}+ {L}_{\mathrm{g}}}\right) C +}\right.\\\left({{s}^{2}+ {\omega }_{\mathrm{h}}s}\right)\left({{L}_{1}+ {L}_{2}+ {L}_{\mathrm{g}}- {G}_{\mathrm{d}}\left( s\right){L}_{\mathrm{g}}}\right)+ \\\left.{{k}_{1}{s}^{2}{K}_{\mathrm{{PWM}}}{G}_{\mathrm{d}}\left( s\right){L}_{\mathrm{g}}- {k}^{2}{K}_{\mathrm{{PWM}}}{G}_{\mathrm{d}}\left( s\right) s}\right\rbrack \\{G}_{\text{closs }}\left( s\right)= \frac{{G}^{4}\left( s\right)}{1 +{G}^{4}\left( s\right)} $

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图9 系统传递函数

Fig. 9 Transfer function of system

当电网阻抗${L}_{\mathrm{g}}$ 在$\left({0 \sim - 3\mathrm{{mH}}}\right)$ 范围内变化时, 式 (9) 中的${k}_{2}$ 为 0 即可得传统并网电流 HPF 反馈策略的闭环主导极点分布图, 如图10 所示。而改进的控制策略的系统闭环主导极点分布图则如图11 所示。

由图10 和图11 对比可知, 考虑控制延时后, 采用传统并网电流 HPF 反馈控制策略时,系统会随着电网阻抗的增大而失去稳定。相反,所提出的改进的控制策略具有很好的稳定性和鲁棒性, 有效地提高电网阻抗在较大范围内变化时的系统适应性。

3.2 改进控制方法的实验处理

为了在实验平台上验证该策略, 需要对算法进行离散化。采用Tustin^[16] 方法对控制算法部分进行离散化, 相应的离散模型控制框图如图12 所示。

根据 Tustin 的离散化方法, 将式 (3) 的离散化表达式推导为

(10)

${G}_{\mathrm{R}}\left( z\right)= {K}_{\mathrm{P}}+ {K}_{\mathrm{{rl}}}{\omega }_{\mathrm{c}}T\left({{z}^{2}- 1}\right)/\left\lbrack {\left({{\omega }_{\mathrm{c}}T +\frac{1}{4}{T}^{2}{\omega }^{2}+ 2}\right){z}^{2}+ }\right.\\\left.{\left({\frac{1}{2}{T}^{2}{\omega }^{2}- 2}\right) z +\left({1 -{\omega }_{\mathrm{c}}T +\frac{1}{4}{T}^{2}{\omega }^{2}}\right)}\right\rbrack +\\\mathop{\sum }\limits_{{m = 1}}^{3}{\omega }_{\mathrm{{fm}}}T\left({{z}^{2}- 1}\right)/\left\lbrack {\left({2{\omega }_{\mathrm{f}}T +\frac{1}{2}A{T}^{2}{\omega }^{2}}\right){z}^{2}+ }\right.\\\left.{\left({A{T}^{2}{\omega }^{2}- 4}\right) z +\left({2 - 2{\omega }_{\mathrm{f}}T +\frac{1}{2}A{T}^{2}{\omega }^{2}}\right)}\right\rbrack $

HPF 的离散化表达式推导为

(11)

${H}_{\mathrm{{PF}}}\left( z\right)= \frac{z\left({1 + k}\right)}{\left({{0.5T\omega }+ 1}\right) z +\left({{0.5T\omega }- 1}\right)} $

式中:${T}_{\mathrm{s}}$ 为控制周期;$A ={\left( 2m + 1\right)}^{2}$。值得注意的是,${H}_{\mathrm{{PF}}}\left(\mathrm{z}\right)$ 中的$k$ 可以赋值为${k}_{1}$ 和${k}_{2}$。

4 仿真与实验验证

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4.1 仿真验证

利用基于 Matlab/Simulink 的三相并网逆变器仿真模型, 对两种控制策略进行验证比较。仿真参数如表1 所示。为了模拟实际电网中的高次谐波, 在仿真中的电网电源中加入了 5%的 3 次, 4%的 5 次, 3%的 7 次和 2%的 9 次谐波。图13 和图14 是两种控制策略在不同${L}_{\mathrm{g}}$ 时的电流仿真波形。

由图13(a) 和图13(b) 可知,在${L}_{\mathrm{g}}$ 为$0\mathrm{{mH}}$ 时, 两种控制方法都能保持系统稳定, 并且差异不大, 这是因为两种控制策略在理想电网时是等效的。然而在弱电网环境下,${L}_{\mathrm{g}}$ 增加到$3\mathrm{{mH}}$ 时,如图14(a) 和 (b) 所示, 使用并网电流 HPF 反馈有源阻尼策略的并网电流出现失真, 并且总谐波失真 THD(total harmonic distortion) 为 40.91%, 这说明系统已经失稳。但是使用改进的控制策略时, 系统依旧能保持稳定, THD 仅为 0.87%,这与理论分析是一致的。

4.2 实验验证

为了验证本文所提控制策略的正确性和有效性, 依据图1 在实验室中搭建了相应的三相桥式并网逆变器实验平台,整体的实验样机如图15 所示。

其中三相并网逆变器采用的是 Mayway 公司的三相桥式逆变器 MWINV-9R144, 采用的控制芯片为 TMS320C6657, 是一款高性能定点/浮点 DSP 处理器,主频高达${1.25}\mathrm{{GHz}}$,处理能力强。直流侧通过变压器与三相电源连接, 电网侧通过变压器直接与电网电压相连。LCL 滤波器的参数和控制参数与表1 中参数相同,其中控制延时${T}_{\mathrm{s}}\approx {0.05}\mathrm{\;{ms}}$。在实验中, 通过在电网侧串联一定感值的电感来模拟电网阻抗${L}_{\mathrm{g}}$。电流采样是将导线顺时针绕过型号为 PBT-GF30 的电流传感器进行信号采集, 耦合点电压则是一根地线与三根测量线接入型号为 LV25- P712164 的电压互感器进行信号采集,之后将采集到的信号送到控制箱中。采集为保证并网安全性, 通过程序判断锁相是否成功,从而发出并网信号导通继电器,实现三相 LCL 逆变器并网。

对比图16 与图17 可知, 实验波形同样验证了改进控制策略的优越性。由图16(a)、图16(b)可知, 两种控制策略在无电网阻抗, 即无穷大电网时, 系统也能保持稳定运行,并且谐波较少。如图17(a) 所示,当${L}_{\mathrm{g}}= 3\mathrm{{mH}}$,采用电网电流$\mathrm{{HPF}}$ 反馈策略时, 并网电流出现了大量的谐波。而采用本文改进的控制策略,如图16(b) 和 17(b) 所示,从 0-3 mH 乃至更大电抗都有效,弱电网的实用范围增加,系统的稳定性得到提高, 对谐波的抑制能力提升, 并网电流质量有了良好的改善。

5 结论

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针对弱电网环境下的并网 LCL 滤波器逆变器, 提出了基于并网点电压和并网电流反馈的改进有源阻尼方法。

通过仿真与基于并网逆变器原型的实验结果证明,与传统的并网电流 HPF 控制方法相比, 该策略不仅保持了节约传感器的优点, 而且在电网阻抗大范围变化时都具有很好的稳定性, 有效抑制了并网电流谐波。

在未来的工作中, 本方法还可以与电网阻抗检测法相结合, 自适应调整 HPF 的参数, 进一步提高系统的鲁棒性。

基金

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国家重点研发资助项目(2018YFC1505502-03)
成都市科技局资助项目(2019-YF05-02107-SN)
四川省重点研发资助项目(21ZDYF3753)

参考文献

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文献

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2024年第22卷第2期

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doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.167

接收时间：2021-05-21
首发时间：2025-07-21
出版时间：2024-03-30

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作者

出版历史

收稿日期：2021-05-21
修回日期：2021-08-13
录用日期：2021-08-27

基金

National Science and Technology Program(2018YFC1505502-03)

国家重点研发资助项目(2018YFC1505502-03)

Chengdu Science and Technology Program(2019-YF05-02107-SN)

成都市科技局资助项目(2019-YF05-02107-SN)

Sichuan Science and Technology Program(21ZDYF3753)

四川省重点研发资助项目(21ZDYF3753)

作者信息

四川大学电气工程学院成都 610065

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https://castjournals.cast.org.cn/joweb/dyxb/CN/10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.167

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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