电源学报

变换器种类	传统交错 Boost 变换器	文献[11]	文献[17]	文献[18]	本文变换器
电压增益	$\frac{1}{1 - D}$	$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$	$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$	$\frac{1 +{3N}}{1 - D}$	$\frac{1 +{4N}}{1 - D}$
开关管应力	${V}_{o}$	$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$	$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$	$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{3N}}$	$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{4N}}$
开关管数量	2	2	4	3	4
二极管数量	2	6	4	10	4
电容数量	1	5	5	6	5
磁芯数量	2	3	3	3	3
零电压软开关	否	否	是	是	是

变换器种类	传统交错 Boost 变换器	文献[11]	文献[17]	文献[18]	本文变换器
电压增益	$\frac{1}{1 - D}$	$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$	$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$	$\frac{1 +{3N}}{1 - D}$	$\frac{1 +{4N}}{1 - D}$
开关管应力	${V}_{o}$	$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$	$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$	$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{3N}}$	$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{4N}}$
开关管数量	2	2	4	3	4
二极管数量	2	6	4	10	4
电容数量	1	5	5	6	5
磁芯数量	2	3	3	3	3
零电压软开关	否	否	是	是	是

参数	数值
输入电压${V}_{\mathrm{{in}}}/\mathrm{V}$	36
输出电压${V}_{\text{out }}/\mathrm{V}$	400
额定功率${P}_{\text{out }}/\mathrm{W}$	200
开关频率${f}_{\mathrm{s}}/\mathrm{{kHz}}$	100
输入电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}/\mu \mathrm{H}$	212
励磁电感${L}_{\mathrm{m}}/\mu \mathrm{H}$	74
漏感${L}_{\mathrm{k}}/\mu \mathrm{H}$	7.5
匝比$N\left({{N}_{\mathrm{s}}: {N}_{\mathrm{p}}}\right)$	1
电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}/\mu \mathrm{F}$	4.7
电容${C}_{1}\text{、}{C}_{5}/\mu \mathrm{F}$	100
并联电容${C}_{\mathrm{s}1}\text{、}{C}_{\mathrm{s}2}\text{、}{C}_{\mathrm{s}3}\text{、}{C}_{\mathrm{s}4}/\mathrm{{nF}}$	2.2
二极管${\mathrm{D}}_{1}\text{、}{\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{3}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$	MUR840
开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{2}$ 、${\mathrm{\;S}}_{3}$ 、${\mathrm{\;S}}_{4}$	IRFB5615PbF

参数	数值
输入电压${V}_{\mathrm{{in}}}/\mathrm{V}$	36
输出电压${V}_{\text{out }}/\mathrm{V}$	400
额定功率${P}_{\text{out }}/\mathrm{W}$	200
开关频率${f}_{\mathrm{s}}/\mathrm{{kHz}}$	100
输入电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}/\mu \mathrm{H}$	212
励磁电感${L}_{\mathrm{m}}/\mu \mathrm{H}$	74
漏感${L}_{\mathrm{k}}/\mu \mathrm{H}$	7.5
匝比$N\left({{N}_{\mathrm{s}}: {N}_{\mathrm{p}}}\right)$	1
电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}/\mu \mathrm{F}$	4.7
电容${C}_{1}\text{、}{C}_{5}/\mu \mathrm{F}$	100
并联电容${C}_{\mathrm{s}1}\text{、}{C}_{\mathrm{s}2}\text{、}{C}_{\mathrm{s}3}\text{、}{C}_{\mathrm{s}4}/\mathrm{{nF}}$	2.2
二极管${\mathrm{D}}_{1}\text{、}{\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{3}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$	MUR840
开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{2}$ 、${\mathrm{\;S}}_{3}$ 、${\mathrm{\;S}}_{4}$	IRFB5615PbF

一种低电流纹波高增益软开关直流变换器

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王建 , 林国庆

电源学报 | DC-DC 变换器 2024,22(2): 36-46

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电源学报 | DC-DC 变换器 2024, 22(2): 36-46

一种低电流纹波高增益软开关直流变换器

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王建, 林国庆

作者信息

福建省新能源发电与电能变换重点实验室福州 350116

王建(1996-),男,中国电源学会会员,通信作者,硕士研究生。研究方向:新能源电力变换技术、高增益 DC/DC变换器拓扑及控制。E-mail: 2468349406@qq.com。

林国庆(1966-),男,博士,教授。研究方向:电力电子变流技术。E-mail: 1127254073@qq.com。

Soft-switching DC-DC Converter with Low Current Ripple and High Gain

Jian WANG, Guoqing LIN

Affiliations

Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Fuzhou 350116 China

出版时间: 2024-03-30 doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.36

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摘要

收起

提出了一种应用于新能源发电系统的低电流纹波高增益软开关直流变换器。在传统交错 Boost 变换器基础上,该变换器通过引入耦合电感和二极管、电容升压单元提高电压增益,耦合电感在整个开关周期过程中都传递能量,提高了磁芯利用率。输入侧工作在交错模式,两相电感电流纹波可以相互抵消,从而获得较低的输入电流纹波。由于耦合电感自身漏感的存在,减轻了整流二极管反向恢复问题,同时采用有源钳位电路回收利用漏感能量,实现了所有开关管零电压软开关,抑制了开关管关断电压尖峰,提高了变换器转换效率。详细分析了变换器的工作原理、电路特性以及软开关实现方法。最后,搭建了一台200W的试验样机验证了理论分析的正确性。

关键词

新能源发电 / 低电流纹波 / 高增益 / 零电压软开关

Abstract

收起

A soft-switching DC-DC converter with low current ripple and high gain is proposed, which can be applied to new energy generation systems. Based on the conventional interleaved Boost converter, the proposed converter can achieve high gain by introducing a coupled inductor, diodes and a capacitor Boost unit. The coupled inductor transmits energy during the entire switching cycle, thus improving the utilization rate of magnetic core. The input Boost stage works in an interleaved mode, and the current ripple of the two-phase inductor can cancel each other, so as to obtain a lower input current ripple. Due to the existence of leakage inductance of the coupled inductor, the reverse recovery problem of rectifier diodes are alleviated. Meanwhile, an active clamp circuit is adopted to absorb the leakage inductance energy, thereby achieving the zero-voltage soft-switching of all switches, restraining the turn-off voltage spike of switches, and improving the converter's conversion efficiency. The working principle, circuit characteristics and soft-switching realization method of the converter are analyzed in detail. Finally, a 200 W experimental prototype was built to verify the theoretical analysis.

Key words

new energy generation / low current ripple / high gain / zero-voltage soft-switching

引用本文

王建, 林国庆. 一种低电流纹波高增益软开关直流变换器. 电源学报, 2024 , 22 (2) : 36 -46 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.36

Jian WANG, Guoqing LIN. Soft-switching DC-DC Converter with Low Current Ripple and High Gain[J]. Journal of Power Supply, 2024 , 22 (2) : 36 -46 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.36

正文

收起

随着化石能源日益枯竭和其对环境造成的污染,光伏和燃料电池等新能源受到越来越多的关注^[1]。但在新能源发电系统中,光伏电池和燃料电池的输出电压较低,一般低于${50}{\mathrm{\;V}}^{\left\lbrack 2\right\rbrack }$,为了满足并网发电或者负载的要求, 需要高增益直流变换器将光伏电池和燃料电池输出的低压电升压至一定的高电压等级。而传统 Boost 变换器升压能力受到电路中寄生参数的影响,无法获得较高增益^[3]。为此, 国内外诸多学者对此展开了广泛的研究并提出了多种方法提高变换器增益。文献[4-6]提出了级联型升压变换器, 其电压增益有较大提升, 但是所用器件较多,且开关管电压应力较大,增加了变换器成本, 且降低了变换器的效率。文献[7-9]利用开关电容和开关电感来提高变换器增益, 但是变换器增益受到器件数量的限制, 增加了电路的复杂性和成本。文献[10-12]利用耦合电感和二极管、电容组成的倍压单元提升变换器增益, 可以通过灵活调整耦合电感匝比来获得较高增益, 但是耦合电感自身漏感会引起开关管关断电压尖峰问题,降低了变换器的效率, 还会带来电磁干扰问题。为了解决漏感带来的影响, 诸多学者做了许多研究。文献[13]利用无源无损吸收电路回收了漏感能量, 抑制了开关管两端的电压尖峰,但是电路所用器件增多,增加了电路的复杂性。文献[14-16]利用有源钳位电路回收利用漏感的能量,抑制了开关管关断电压尖峰,实现了开关管的零电压导通,但是耦合电感在输入侧, 由于漏感的影响, 输入电流纹波较大, 而且文献[16] 输入输出不共地, 耦合电感绕组数过多, 增加了电路的复杂性和设计难度。

针对上述问题, 本文提出了一种低电流纹波高增益软开关直流变换器。该变换器保留了传统交错 Boost 变换器低输入电流纹波的优点, 又可以通过调整耦合电感的匝比和开关管占空比来获得较高电压增益。而且耦合电感自身漏感能量可以得到回收利用, 所有开关管均可实现零电压软开关, 开关管的电压尖峰得到了有效抑制, 同时又减轻了二极管的反向恢复问题,变换器具有良好的性能。

1 电路拓扑及工作原理

收起

1.1 电路结构

图1 为变换器的结构图。在图1 中:${V}_{\text{in }}$ 为输入电压源;${L}_{1}$ 和${L}_{2}$ 为两相输入电感;${\mathrm{S}}_{1}$ 和${\mathrm{S}}_{2}$ 为主开关管；${\mathrm{S}}_{3}$ 和${\mathrm{S}}_{4}$ 为辅助开关管；${C}_{\mathrm{s}1}$ 、${C}_{\mathrm{s}2}$ 、${C}_{\mathrm{s}3}$ 、${C}_{\mathrm{s}4}$ 为开关管并联电容;${L}_{3}$ 和${L}_{4}$ 为耦合电感; 耦合电感副边绕组、二极管${\mathrm{D}}_{1}$ 、${\mathrm{D}}_{2}$ 、${\mathrm{D}}_{3}$ 、${\mathrm{D}}_{4}$ 与电容${C}_{2}$ 、${C}_{3}$ 、${C}_{4}$ 构成升压网络；电容${C}_{1}\text{、}{C}_{5}$ 构成输出电容；${R}_{0}$ 为负载。

1.2 工作原理

在工作原理分析过程中,将图1 中${L}_{3}$ 和${L}_{4}$ 构成的耦合电感等效为由励磁电感${L}_{\mathrm{m}}$ 、漏感${L}_{\mathrm{k}}$ 和变比为$1 : N$ 的理想变压器组成,其中$N ={N}_{\mathrm{s}}/{N}_{\mathrm{p}}$,等效后的电路如图2 所示。为简化分析, 作如下假设: ①电容${C}_{1}\text{、}{C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}\text{、}{C}_{5}$ 足够大,一个开关周期内其电压纹波可忽略不计；②开关管和二极管都是理想器件；③两相输入电感足够大,电感电流连续。变换器主要工作波形如图3 所示, 在一个开关周期内, 变换器共有 14 种工作模态, 各个工作模态如图4 所示。

为了降低输入电流纹波并且实现所有开关管零电压软开关,两相主开关管${\mathrm{S}}_{1}\text{、}{\mathrm{\;S}}_{2}$ 占空比相等且相位错开${180}^{\circ }$,每一对桥臂上下管互补导通,且留有固定死区时间。

(1)工作模态$1\left\lbrack {{t}_{0}\sim {t}_{1}}\right\rbrack$ :在${t}_{0}$ 时刻之前,开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 和二极管${\mathrm{D}}_{1}\text{、}{\mathrm{D}}_{3}$ 处于导通状态,开关管${\mathrm{S}}_{1}\text{、}{\mathrm{S}}_{3}\text{、}{\mathrm{S}}_{4}$ 和二极管${\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$ 处于关断状态,漏感${L}_{\mathrm{k}}$ 与电容${C}_{\mathrm{s}1}$ 和电容${C}_{\mathrm{s}3}$ 发生谐振,开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}1}$ 逐渐减小,开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}3}$ 逐渐增加。${t}_{0}$ 时刻,开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds1}}}$ 减小为$0,{\mathrm{\;S}}_{1}$ 体二极管开始导通, 给${\mathrm{S}}_{1}$ 在下一阶段零电压导通创造条件; 在这一阶段中,输入电源${V}_{\text{in }}$ 经过开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 给电感${L}_{2}$ 充电, 电流${i}_{{L}_{2}}$ 线性上升；忽略开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 体二极管压降,电感${L}_{1}$ 在输入电源${V}_{\text{in }}$ 的作用下开始充电,电流${i}_{{L}_{1}}$ 开始线性上升；漏感电流${i}_{{L}_{1}}$ 开始线性减小,励磁电感电流${i}_{{L}_{m}}$ 继续线性上升,由于漏感的作用,电流${i}_{{D}_{1}}\text{、}{i}_{{D}_{3}}$ 也开始线性减小。各电流流通路径如图4(a) 所示。${i}_{{L}_{1}},{i}_{{L}_{k}}$ 表达式分别为

(1)

${i}_{{L}_{1}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{1}}\left({t}_{0}\right)+ \frac{{V}_{\text{in }}}{{L}_{1}}\left({t -{t}_{0}}\right)$

(2)

${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{0}\right)- \frac{{V}_{{C}_{2}}}{N{L}_{\mathrm{k}}}\left({t -{t}_{0}}\right)$

(2)工作模态$2\left\lbrack {{t}_{1}\sim {t}_{2}}\right\rbrack :{t}_{1}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 导通,此时${\mathrm{S}}_{1}$ 为零电压导通,这一阶段的工作状态和上一模态相同。各电流流通路径如图4(b) 所示。

(3)工作模态$3\left\lbrack {{t}_{2}\sim {t}_{3}}\right\rbrack :{t}_{2}$ 时刻漏感电流${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}$ 减小到与励磁电感电流${i}_{{L}_{m}}$ 相等并保持恒定值,由于漏感的作用,电流${i}_{{\mathrm{D}}_{1}}$ 、${i}_{{\mathrm{D}}_{3}}$ 也减小为 0,二极管${\mathrm{D}}_{1}$ 、${\mathrm{D}}_{3}$ 自然关断；在这一阶段中输入电源${V}_{\text{in }}$ 分别通过开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{2}$ 给电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}$ 充电,电流${i}_{{L}_{1}}\text{、}{i}_{{L}_{2}}$ 继续线性上升；电容${C}_{1}$ 和电容${C}_{5}$ 串联在一起给负载供电。各电流流通路径如图4(c) 所示。

(3)

${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left({t}_{2}\right)$

(4)工作模态$4\left\lbrack {{t}_{3}\sim {t}_{4}}\right\rbrack :{t}_{3}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 关断,电感${L}_{2}$ 开始与电容${C}_{\mathrm{s}2}$ 和电容${C}_{\mathrm{s}4}$ 发生谐振,开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}2}$ 从零开始逐渐增加,此时${\mathrm{S}}_{2}$ 为近似零电压关断,开关管${\mathrm{S}}_{4}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{d}4}$ 开始逐渐减小。各电流流通路径如图4(d) 所示。

(5)工作模态$5\left\lbrack {{t}_{4}\sim {t}_{5}}\right\rbrack :{t}_{4}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{4}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}4}$ 减小为$0,{\mathrm{\;S}}_{4}$ 体二极管开始导通,给${\mathrm{S}}_{4}$ 在下一阶段零电压导通创造条件; 在这一阶段中, 副边绕组和电容${C}_{2}$ 串联在一起分别通过二极管${\mathrm{D}}_{2}$ 、电容${C}_{4}$ 和二极管${\mathrm{D}}_{4}$ 、电容${C}_{3}$ 两条支路给电容${C}_{5}$ 充电, 电流${i}_{{L}_{k}}$ 、${i}_{{L}_{m}}$ 开始线性减小,电流${i}_{{D}_{2}}$ 、${i}_{{D}_{4}}$ 开始从零线性增加; 电感${L}_{2}$ 通过${\mathrm{S}}_{4}$ 体二极管、电容${C}_{1}$ 和输入电源${V}_{\text{in }}$ 续流,电流${i}_{{L}_{2}}$ 线性减小。各电流流通路径如图4(e) 所示。

(4)

${i}_{{L}_{2}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{2}}\left({t}_{4}\right)- \frac{{V}_{{C}_{1}}- {V}_{\text{in }}}{{L}_{2}}\left({t -{t}_{4}}\right)$

(5)

${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{4}\right)- \frac{N{V}_{{C}_{1}}- \left({{V}_{{C}_{5}}- {V}_{{C}_{3}}- {V}_{{C}_{2}}}\right)}{N{L}_{\mathrm{k}}}\left({t -{t}_{4}}\right)$

(6)

${i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left({t}_{4}\right)- \frac{{V}_{{C}_{5}}- {V}_{{C}_{3}}- {V}_{{C}_{2}}}{N{L}_{\mathrm{m}}}\left({t -{t}_{4}}\right)$

(6)工作模态$6\left\lbrack {{t}_{5}\sim {t}_{6}}\right\rbrack :{t}_{5}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{4}$ 导通,此时${\mathrm{S}}_{4}$ 为零电压导通; 在这一阶段中,电流${i}_{{L}_{k}}$ 、${i}_{{L}_{m}}$ 线性减小到 0 后反向线性增加; 电容${C}_{1}$ 由充电状态变化为放电状态。各电流流通路径如图4(f) 所示。

(7)工作模态$7\left\lbrack {{t}_{6}\sim {t}_{7}}\right\rbrack :{t}_{6}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{4}$ 关断,漏感${L}_{\mathrm{k}}$ 开始与电容${C}_{\mathrm{s}2}$ 和电容${C}_{\mathrm{s}4}$ 发生谐振,开关管${\mathrm{S}}_{4}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}4}$ 从零开始逐渐增加,此时${\mathrm{S}}_{4}$ 为近似零电压关断,开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}2}$ 开始逐渐减小。各电流流通路径如图4(g) 所示。

(7)

${v}_{\mathrm{{ds}}2}\left( t\right)= {V}_{{C}_{\mathrm{t}}}- \frac{{i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{6}\right)}{2{C}_{\mathrm{s}2}}\left({t -{t}_{6}}\right)$

(8)工作模态$8\left\lbrack {{t}_{7}\sim {t}_{8}}\right\rbrack :{t}_{7}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}2}$ 减小为$0,{\mathrm{\;S}}_{2}$ 体二极管开始导通,给${\mathrm{S}}_{2}$ 在下一阶段零电压导通创造条件; 忽略开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 体二极管压降,电感${L}_{2}$ 在输入电源${V}_{\text{in }}$ 的作用下开始充电,电流${i}_{{L}_{2}}$ 开始线性上升；电流${i}_{{L}_{1}}$ 开始线性减小,电流${i}_{{L}_{m}}$ 继续线性上升,由于漏感的作用,电流${i}_{{\mathrm{D}}_{2}}\text{、}{i}_{{\mathrm{D}}_{4}}$ 也开始线性减小。各电流流通路径如图4(h) 所示。

(8)

${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{7}\right)- \frac{{V}_{{C}_{5}}- {V}_{{C}_{3}}- {V}_{{C}_{2}}}{N{L}_{\mathrm{k}}}\left({t -{t}_{7}}\right)$

(9)

${i}_{{L}_{2}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{2}}\left({t}_{7}\right)+ \frac{{V}_{\text{in }}}{{L}_{2}}\left({t -{t}_{7}}\right)$

(9)工作模态$9\left\lbrack {{t}_{8}\sim {t}_{9}}\right\rbrack :{t}_{8}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 导通,此时${\mathrm{S}}_{2}$ 为零电压导通,这一阶段的工作状态和上一模态相同。各电流流通路径如图4(i) 所示。

(10) 工作模态${10}\left\lbrack {{t}_{9}\sim {t}_{10}}\right\rbrack :{t}_{9}$ 时刻漏感电流${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}$ 减小到与励磁电感电流${i}_{{L}_{m}}$ 相同并保持恒定值,由于漏感的作用,电流${i}_{{\mathrm{D}}_{2}}$ 、${i}_{{\mathrm{D}}_{4}}$ 减小为 0,二极管${\mathrm{D}}_{2}$ 、${\mathrm{D}}_{4}$ 自然关断; 在这一阶段中,输入电源${V}_{\text{in }}$ 分别通过开关管${\mathrm{S}}_{1}\text{、}{\mathrm{S}}_{2}$ 给电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}$ 充电,电流${i}_{{L}_{1}}\text{、}{i}_{{L}_{2}}$ 继续线性上升；电容${C}_{1}$ 和电容${C}_{5}$ 串联在一起给负载供电。各电流流通路径如图4(j) 所示。

(10)

${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left({t}_{9}\right)$

(11)工作模态${11}\left\lbrack {{t}_{10}\sim {t}_{11}}\right\rbrack :{t}_{10}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 关断, 电感${L}_{1}$ 开始与电容${C}_{\mathrm{s}1}$ 和电容${C}_{\mathrm{s}3}$ 发生谐振,开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}1}$ 从零开始逐渐增加,此时${\mathrm{S}}_{1}$ 为近似零电压关断,开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}3}$ 开始逐渐减小。各电流流通路径如图4(k) 所示。

(12)工作模态${12}\left\lbrack {{t}_{11}\sim {t}_{12}}\right\rbrack :{t}_{11}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}3}$ 减小为$0,{\mathrm{\;S}}_{3}$ 体二极管开始导通,给${\mathrm{S}}_{3}$ 在下一阶段零电压导通创造条件; 电感${L}_{1}$ 通过${\mathrm{S}}_{3}$ 体二极管、电容${C}_{1}$ 和输入电源${V}_{\text{in }}$ 续流,电流${i}_{{L}_{1}}$ 线性减小; 电容${C}_{5}$ 和副边绕组串联在一起通过二极管${\mathrm{D}}_{3}$ 给电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}$ 充电,电流${i}_{{L}_{k}}\text{、}{i}_{{L}_{m}}$ 开始线性减小,电流${i}_{\mathrm{D}}$ 从零开始线性增加。各电流流通路径如图4(l) 所示。

(11)

${i}_{{L}_{1}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{1}}\left({t}_{11}\right)- \frac{{V}_{{c}_{1}}- {V}_{\text{in }}}{{L}_{2}}\left({t -{t}_{11}}\right)$

(12)

${i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{11}\right)- \frac{N{V}_{{C}_{\mathrm{t}}}- \left({{V}_{{C}_{2}}+ {V}_{{C}_{3}}+ {V}_{{C}_{4}}- {V}_{{C}_{5}}}\right)}{N{L}_{\mathrm{k}}}\left({t -{t}_{11}}\right)$

(13)

${i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left( t\right)= {i}_{{L}_{\mathrm{m}}}\left({t}_{11}\right)- \frac{{V}_{{C}_{2}}+ {V}_{{C}_{3}}+ {V}_{{C}_{4}}- {V}_{{C}_{5}}}{N{L}_{\mathrm{m}}}\left({t -{t}_{11}}\right)$

(13)工作模态${13}\left\lbrack {{t}_{12}\sim {t}_{13}}\right\rbrack :{t}_{12}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 导通, 此时$\mathrm{S}3$ 为零电压导通; 在这一阶段中,电流${i}_{{L}_{\lambda }}$ 、${i}_{{L}_{\mu }}$ 线性减小到 0 后反向线性增加; 电容${C}_{1}$ 由充电状态变化为放电状态；副边绕组开始通过二极管${\mathrm{D}}_{1}$ 给电容${C}_{2}$ 充电。各电流流通路径如图4(m) 所示。

(14)工作模态${14}\left\lbrack {{t}_{13}\sim {t}_{0}}\right\rbrack :{t}_{13}$ 时刻开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 关断, 漏感${L}_{\mathrm{k}}$ 开始与电容${C}_{\mathrm{s}1}$ 和电容${C}_{\mathrm{s}3}$ 发生谐振,开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds}}3}$ 从零开始逐渐增加,此时${\mathrm{S}}_{3}$ 为近似零电压关断,开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 漏源电压${v}_{\mathrm{{ds1}}}$ 开始逐渐减小。各电流流通路径如图4(n) 所示。

(14)

${v}_{\mathrm{{dsl}}}= {V}_{{C}_{\mathrm{t}}}- \frac{{i}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{13}\right)}{2{C}_{\mathrm{s}1}}\left({t -{t}_{13}}\right)$

至此一个完整工作周期结束, 开始下一个工作周期。

2 变换器电路特性

收起

2.1 增益特性

为了便于分析, 忽略较短的工作模态和漏感的影响,只保留$3\text{、}6\text{、}{10}\text{、}{13}$ 这 4 个工作模态。

对电感${L}_{1}$ 和${L}_{2}$ 运用伏秒平衡原理可知

(15)

${V}_{\mathrm{{in}}}D +\left({{V}_{\mathrm{{in}}}- {V}_{{C}_{1}}}\right)\left({1 - D}\right)= 0 $

式中,$D$ 为主开关管工作占空比。由式 (15) 可得

(16)

${V}_{{c}_{1}}= \frac{1}{1 - D}{V}_{\text{in }}$

当开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 关断${\mathrm{S}}_{2}$ 导通时,副边绕组上的电压为

(17)

${V}_{\mathrm{s}}= N{V}_{{C}_{1}}= {V}_{{C}_{2}}$

当开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 导通${\mathrm{S}}_{2}$ 关断时,副边绕组上的电压为

(18)

${V}_{{\mathrm{s}}^{* }}= N{V}_{{C}_{1}}= -{V}_{{C}_{3}}+ {V}_{{C}_{5}}- {V}_{{C}_{2}}$

由工作模态 5~9 可知

(19)

${V}_{{C}_{3}}= {V}_{{C}_{4}}$

由工作模态 13~14 可知

(20)

${V}_{{C}_{5}}= {V}_{{C}_{3}}+ {V}_{{C}_{4}}$

联立式(16)~式(20)可得

(21)

${V}_{{C}_{2}}= \frac{N}{1 - D}{V}_{\text{in }}$

(22)

${V}_{{c}_{3}}= {V}_{{c}_{4}}= \frac{2N}{1 - D}{V}_{\text{in }}$

(23)

${V}_{{c}_{s}}= \frac{4N}{1 - D}{V}_{\text{in }}$

(24)

${V}_{\mathrm{o}}= {V}_{{C}_{1}}+ {V}_{{C}_{5}}= \frac{1 +{4N}}{1 - D}{V}_{\text{in }}$

由式 (24)可得变换器电压增益为

(25)

${M}_{\text{ideal }}= \frac{{V}_{\mathrm{o}}}{{V}_{\text{in }}}= \frac{1 +{4N}}{1 - D}$

2.2 漏感对增益影响分析

式(25)增益表达式没有考虑漏感的影响,而漏感会影响变换器的增益, 当考虑漏感时, 变换器增益表达式计算如下:

根据电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}\text{、}{C}_{5}$ 的电荷守恒原理可知, 二极管${\mathrm{D}}_{1}\text{、}{\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{3}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$ 在一个开关周期内的平均电流都等于输出电流${I}_{\mathrm{o}}$,当开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 关断,${\mathrm{S}}_{1}$ 导通时, 副边绕组的电流峰值${i}_{\text{speak }}$ 为

(26)

${i}_{\text{speak }}= {i}_{{\mathrm{D}}_{2\text{ peak }}}+ {i}_{{\mathrm{D}}_{4\text{ peak }}}= \frac{4{V}_{\mathrm{o}}}{\left({1 - D}\right){R}_{\mathrm{o}}}$

由电容电压、漏感、励磁电感之间关系可得副边绕组的电流峰值${i}_{\text{speak }}$ 为

(27)

${i}_{\text{speak }}= \left\lbrack {\frac{{V}_{{C}_{\mathrm{t}}}}{{L}_{\mathrm{k}}}- \frac{{V}_{{C}_{\mathrm{s}}}- {V}_{{C}_{\mathrm{s}}}- {V}_{{C}_{2}}}{N}\left({\frac{1}{{L}_{\mathrm{k}}}+ \frac{1}{{L}_{\mathrm{m}}}}\right)}\right\rbrack \frac{1 - D}{N{f}_{\mathrm{s}}}$

式中,${f}_{\mathrm{s}}$ 为开关频率。联立式 (16)$\sim$ 式 (20) 式 (24) 和式(26)~式(27)可得变换器增益为

(28)

$ M =\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{{V}_{\text{in }}}= \frac{1 +{4N}}{1 - D}\cdot \frac{1 + K/\left({1 +{4N}}\right)}{1 + K +{16}{N}^{2}Q/{\left( 1 - D\right)}^{2}}$

式中:$K ={L}_{\mathrm{k}}/{L}_{\mathrm{m}};Q ={L}_{\mathrm{k}}{f}_{\mathrm{s}}/{R}_{\mathrm{o}}$。因为漏感${L}_{\mathrm{k}}$ 远小于励磁电感${L}_{\mathrm{m}}$,为分析方便,$K$ 取 0,式(28)化简得

(29)

$ M =\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{{V}_{\text{in }}}= \frac{1 +{4N}}{1 - D}\cdot \frac{1}{1 +{16}{N}^{2}Q/{\left( 1 - D\right)}^{2}}$

由式 (29) 可以得知,变换器增益不仅和${L}_{\mathrm{k}}$ 有关,还和开关频率${f}_{\mathrm{s}}$ 、负载${R}_{\mathrm{o}}$ 有关,当${L}_{\mathrm{k}}$ 为 0 时,其表达式和式 (25)相同。

图5 给出了在${f}_{\mathrm{s}}= {100}\mathrm{{kHz}},{R}_{\mathrm{o}}= {800\Omega }, N = 1$ 条件下变换器在不同${L}_{\mathrm{k}}$ 下的增益曲线,从图5 中可以看出,当${L}_{\mathrm{k}}$ 不为 0 时,式 (29) 增益计算值比式 (25) 计算值要小,且${L}_{\mathrm{k}}$ 越大,对增益的影响越大,当${L}_{\mathrm{k}}$ 的值为${7.5\mu }\mathrm{H}$,占空比增大到 0.88 时,增益达到最大值,约为 20.41 倍。

2.3 器件的电压应力

由 1.2 节工作原理分析可以知,二极管${\mathrm{D}}_{1}$ 两端的电压应力为

(30)

${V}_{{\mathrm{D}}_{1}}= {V}_{{C}_{5}}- {V}_{{C}_{3}}$

将式(22)和式(23)代入式(30)得

(31)

${V}_{{\mathrm{D}}_{1}}= \frac{2N}{1 - D}{V}_{\text{in }}= \frac{2N}{1 +{4N}}{V}_{\mathrm{o}}$

二极管${\mathrm{D}}_{2}$ 、${\mathrm{D}}_{3}$ 两端的电压应力等于电容${C}_{3}$ 上的电压,二极管${\mathrm{D}}_{4}$ 两端的电压应力等于电容${C}_{4}$ 上的电压, 由式 (22)可得

(32)

${V}_{{\mathrm{D}}_{2}}= {V}_{{\mathrm{D}}_{3}}= {V}_{{\mathrm{D}}_{4}}= \frac{2N}{1 - D}{V}_{\text{in }}= \frac{2N}{1 +{4N}}{V}_{\mathrm{o}}$

开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{2}$ 、${\mathrm{S}}_{3}$ 、${\mathrm{S}}_{4}$ 的电压应力都等于电容${C}_{1}$ 上的电压, 由式 (16) 可得

(33)

${V}_{\mathrm{{ds}}1}= {V}_{\mathrm{{ds}}2}= {V}_{\mathrm{{ds}}3}= {V}_{\mathrm{{ds}}4}= \frac{1}{1 - D}{V}_{\mathrm{{in}}}= \frac{1}{1 +{4N}}{V}_{\mathrm{o}}$

由式 (31)$\sim$ 式 (33) 可知,开关管电压应力远小于输出电压,二极管的电压应力小于输出电压的一半, 因此可以选择低电压应力的功率器件降低变换器的成本, 提高变换器的效率。

2.4 变换器主要性能对比

表1 为本文所提变换器与其他变换器的性能对比结果, 从表1 可以看出, 虽然本文变换器相较于传统交错 Boost 变换器所用器件数量更多, 但是本文变换器在器件应力、电压增益等性能上有较大提升;本文变换器与文献[11]变换器所用器件数量基本相同, 但是本文变换器开关管工作在零电压软开关状态, 能够解决开关管关断电压尖峰问题, 减小变换器开关损耗, 提高变换器效率, 且本文变换器电压增益更高, 器件应力更小; 本文变换器与文献[17]变换器所用器件数量相同,本文变换器电压增益更高, 器件应力更小; 本文变换器比文献[18]变换器所用器件数量少, 且本文变换器电压增益更高,器件应力更小; 本文变换器比文献[11,17-18]变换器耦合电感少一个绕组,设计起来更简单,绕组体积更小,绕组损耗更小。

3 关键参数设计

收起

3.1 软开关实现条件

由于开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{3}$ 组成的桥臂和开关管${\mathrm{S}}_{2}$ 、${\mathrm{S}}_{4}$ 组成的桥臂工作状态和所用器件参数完全一致, 故只分析开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{3}$ 这一对桥臂。

分析可知,辅助开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 比主开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 更容易实现零电压软开关, 只需要施加适当死区时间即可。对于主开关管${\mathrm{S}}_{1}$,当辅助开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 关断时,漏感中储存的能量要足够抽取电容${C}_{\mathrm{{sl}}}$ 储存的能量, 同时将电容${C}_{\mathrm{s}3}$ 充电至${V}_{{C}_{1}}$,才能保证主开关${\mathrm{S}}_{1}$ 驱动信号来临前其体二极管处于导通状态,因此主开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 实现零电压导通需要满足下式:

(34)

$\frac{1}{2}{L}_{\mathrm{k}}{I}_{{L}_{\mathrm{k}}}{t}_{0}^{2}\geq \frac{1}{2}\left({{C}_{\mathrm{s}1}+ {C}_{\mathrm{s}3}}\right){V}_{{C}_{1}}^{2}$

为了分析的方便性, 假设变换器转换效率为${100}\%$,并忽略输入电流${i}_{\text{in }}$ 和输入电感电流${i}_{{L}_{1}}$ 上的电流纹波, 由式 (25) 可得输入电流为

(35)

${I}_{\text{in }}= \frac{1 +{4N}}{1 - D}{I}_{\text{o }}$

${t}_{0}$ 时刻漏感上的电流由副边折射电流、励磁电感电流以及输入电感${L}_{1}$ 上的电流 3 部分组成,即为

(36)

${I}_{{L}_{\mathrm{k}}}\left({t}_{0}\right)= \frac{4N}{1 - D}{I}_{\mathrm{o}}+ \frac{{V}_{\text{in }}}{2{L}_{\mathrm{m}}{f}_{\mathrm{s}}}- \frac{{I}_{\text{in }}}{2}$

将式(16)和式(35)~式(36)代入式(34)可得

(37)

${L}_{\mathrm{k}}\geq \frac{4\left({{C}_{\mathrm{s}1}+ {C}_{\mathrm{s}3}}\right)}{{\left\lbrack \left( 4N - 1\right){I}_{\mathrm{o}}/{V}_{\mathrm{{in}}}+ \left( 1 - D\right)/\left({L}_{\mathrm{m}}{f}_{\mathrm{s}}\right)\right\rbrack }^{2}}$

3.2 输入电感计算

设变换器工作在$\mathrm{{CCM}}$ 模式时,${L}_{1}\text{、}{L}_{2}$ 电流纹波率为$r$,则电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}$ 上的纹波电流${i}_{\mathrm{L}}$ 为

(38)

$\Delta {i}_{\mathrm{L}}= \frac{r}{2}{I}_{\text{in }}$

当主开关管导通时有

(39)

${L}_{1}= {L}_{2}= \frac{{V}_{\text{in }}D}{\Delta {i}_{\mathrm{L}}{f}_{\mathrm{s}}}$

联立式 (35)、式 (38)、式 (39) 可得电感${L}_{1}$ 、${L}_{2}$ 的最小值为

(40)

${L}_{1}= {L}_{2}= \frac{2{V}_{\mathrm{{in}}}D\left({1 - D}\right)}{r\left({1 +{4N}}\right){I}_{\mathrm{o}}{f}_{\mathrm{s}}}$

3.3 电容计算

假设开关电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}$ 上的纹波电压分别为${V}_{{C}_{2}}$ 、${V}_{{C}_{3}}$ 、${V}_{{C}_{4}}$,其计算公式分别为

(41)

${C}_{2}\geq \frac{2{I}_{\mathrm{o}}}{\Delta {V}_{{C}_{2}}{f}_{\mathrm{s}}}$

(42)

${C}_{3}\geq \frac{{I}_{\mathrm{o}}}{\Delta {V}_{{C}_{3}}{f}_{\mathrm{s}}}$

(43)

${C}_{4}\geq \frac{{I}_{\mathrm{o}}}{\Delta {V}_{{C}_{4}}{f}_{\mathrm{s}}}$

对于输出电容${C}_{1}\text{、}{C}_{5}$,假设输出电压在一个开关周期中跌落${V}_{\mathrm{o}}$,根据电容储能公式可得

(44)

${C}_{1}= {C}_{5}\geq \frac{2{P}_{\text{out }}}{\left\lbrack {{V}_{\mathrm{o}}^{2}- {\left({V}_{\mathrm{o}}- \Delta {V}_{\mathrm{o}}\right)}^{2}}\right\rbrack {f}_{\mathrm{s}}}$

式中,${P}_{\text{out }}$ 为变换器额定输出功率。

4 实验验证

收起

为了验证所提变换器理论分析的正确性, 研制了一台以 dsPIC33F16GS502 为核心的实验样机,主电路参数如表2 所示, 试验样机如图6 所示。

图7 为满载时开关管驱动${V}_{\mathrm{{gs1}}}\text{、}{V}_{\mathrm{{gs2}}}$ 和漏感电流${i}_{L}$ 波形。从图7 可以看出,开关管${\mathrm{S}}_{1}\text{、}{\mathrm{S}}_{2}$ 占空比相等,相位差为${180}^{\circ }$,漏感电流波形和理论分析一致, 验证了理论分析的正确性。图8 为输入电流${i}_{\text{in }}$ 和电感电流${i}_{{L}_{1}}\text{、}{i}_{{L}_{2}}$ 波形。从图8 可以看出,电感电流连续, 输入电流为两相电感电流之和, 且输入电流纹波约为${390}\mathrm{\;{mA}}$,小于每一相电感电流纹波。图9 $\left(\mathrm{a}\right)\sim \left(\mathrm{c}\right)$ 给出了二极管${\mathrm{D}}_{1}\sim {\mathrm{D}}_{4}$ 的电压电流波形,其中二极管${\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$ 的电压电流波形相同。从图9 可以看出,所有二极管最大应力约为${155}\mathrm{\;V}$,低于输出电压的一半。当二极管零电流关断后,副边漏感与二极管结电容将发生谐振,因此,此时二极管的两端电压出现了震荡。

图10 给出了变换器从满载到半载再到空载变化时,主开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 和辅助开关管${\mathrm{S}}_{3}$ 驱动电压和漏源电压波形, 从图10 可以看出, 当变换器工作在 3 种不同负载条件下, 开关管电压应力分别为 90 、${86}\text{、}{80}\mathrm{\;V}$,约等于输出电压的$1/5$,在上述 3 种不同负载条件下主开关管和辅助开关管都能够实现零电压导通,降低了开关损耗,且开关管无关断电压尖峰, 开关管的电压应力小。图11 给出了变换器工作在满载时的电容电压和输出电压波形,电容${C}_{1}\text{、}{C}_{2}$ 、${C}_{3}$ 、${C}_{4}$ 、${C}_{5}$ 上的电压分别约等于90、78、155、155、${310}\mathrm{\;V}$,输出电压为${400}\mathrm{\;V}$,各电容稳态电压值与理论计算值基本一致, 验证了理论计算的正确性。

图12 给出了实验样机和文献[19]在相同输入电压、输出电压以及功率等级条件下的效率与输出功率的关系曲线, 本文变换器的最高效率为 95.8%,此时变换器的输出功率为${120}\mathrm{\;W}$。当变换器满载运行时, 其效率为 94.7%, 文献[19]满载效率为 92.5%。从图中还可以看出,当功率小于${80}\mathrm{\;W}$ 时, 文献[19]与本文变换器效率很相近, 但是当功率大于${80}\mathrm{\;W}$ 时,本文变换器的效率要比文献[19]高。

5 结论

收起

本文提出了一种低电流纹波高增益软开关直流变换器, 详细介绍了该变换器的工作原理与电路特性, 分析了耦合电感的漏感对电路性能的影响以及软开关实现方法, 设计制作了一台额定功率为${200}\mathrm{\;W}$ 的实验样机进行了验证,理论分析和实验结果表明, 该变换器具有以下优点:

(1)变换器工作在交错状态,输入的电流纹波较小。

(2)变换器具有较高的电压增益。通过调节耦合电感的匝比,可以灵活调整电压增益,同时有效利用了耦合电感的漏感能量,开关管电压尖峰小。

(3)利用耦合电感的漏感与谐振电容谐振,实现了所有开关管的零电压软开关, 变换器具有较高的变换效率,满载时效率达 94.7%。

(4)所有二极管反向恢复电流得到了有效抑制, 减轻了二极管反向恢复问题。

基金

收起

福建省科技计划资助项目(2015H0017)
晋江市福大科教园区发展中心资助项目(2019-JJFDKY-37)

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文献

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2024年第22卷第2期

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doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2024.2.36

接收时间：2021-06-22
首发时间：2025-07-21
出版时间：2024-03-30

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出版历史

收稿日期：2021-06-22
修回日期：2021-08-13
录用日期：2021-08-23

基金

Fujian Science and Technology Project(2015H0017)

福建省科技计划资助项目(2015H0017)

Development Center of Science and Education Park of Fuzhou University in Jinjiang City(2019-JJFDKY-37)

晋江市福大科教园区发展中心资助项目(2019-JJFDKY-37)

作者信息

福建省新能源发电与电能变换重点实验室福州 350116

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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变换器种类	传统交错 Boost 变换器	文献[11]	文献[17]	文献[18]	本文变换器
电压增益	$\frac{1}{1 - D}$	$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$	$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$	$\frac{1 +{3N}}{1 - D}$	$\frac{1 +{4N}}{1 - D}$
开关管应力	${V}_{o}$	$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$	$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$	$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{3N}}$	$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{4N}}$
开关管数量	2	2	4	3	4
二极管数量	2	6	4	10	4
电容数量	1	5	5	6	5
磁芯数量	2	3	3	3	3
零电压软开关	否	否	是	是	是

变换器种类

传统交错 Boost 变换器

文献[11]

文献[17]

文献[18]

本文变换器

电压增益

$\frac{1}{1 - D}$

$\frac{2 +{2N}}{1 - D}$

$\frac{1 +{3N}}{1 - D}$

$\frac{1 +{4N}}{1 - D}$

开关管应力

${V}_{o}$

$\frac{{V}_{0}}{2 +{2N}}$

$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{3N}}$

$\frac{{V}_{\mathrm{o}}}{1 +{4N}}$

开关管数量

二极管数量

电容数量

磁芯数量

零电压软开关

否

是

参数	数值
输入电压${V}_{\mathrm{{in}}}/\mathrm{V}$	36
输出电压${V}_{\text{out }}/\mathrm{V}$	400
额定功率${P}_{\text{out }}/\mathrm{W}$	200
开关频率${f}_{\mathrm{s}}/\mathrm{{kHz}}$	100
输入电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}/\mu \mathrm{H}$	212
励磁电感${L}_{\mathrm{m}}/\mu \mathrm{H}$	74
漏感${L}_{\mathrm{k}}/\mu \mathrm{H}$	7.5
匝比$N\left({{N}_{\mathrm{s}}: {N}_{\mathrm{p}}}\right)$	1
电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}/\mu \mathrm{F}$	4.7
电容${C}_{1}\text{、}{C}_{5}/\mu \mathrm{F}$	100
并联电容${C}_{\mathrm{s}1}\text{、}{C}_{\mathrm{s}2}\text{、}{C}_{\mathrm{s}3}\text{、}{C}_{\mathrm{s}4}/\mathrm{{nF}}$	2.2
二极管${\mathrm{D}}_{1}\text{、}{\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{3}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$	MUR840
开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{2}$ 、${\mathrm{\;S}}_{3}$ 、${\mathrm{\;S}}_{4}$	IRFB5615PbF

参数

数值

输入电压${V}_{\mathrm{{in}}}/\mathrm{V}$

输出电压${V}_{\text{out }}/\mathrm{V}$

400

额定功率${P}_{\text{out }}/\mathrm{W}$

200

开关频率${f}_{\mathrm{s}}/\mathrm{{kHz}}$

100

输入电感${L}_{1}\text{、}{L}_{2}/\mu \mathrm{H}$

212

励磁电感${L}_{\mathrm{m}}/\mu \mathrm{H}$

漏感${L}_{\mathrm{k}}/\mu \mathrm{H}$

7.5

匝比$N\left({{N}_{\mathrm{s}}: {N}_{\mathrm{p}}}\right)$

电容${C}_{2}\text{、}{C}_{3}\text{、}{C}_{4}/\mu \mathrm{F}$

4.7

电容${C}_{1}\text{、}{C}_{5}/\mu \mathrm{F}$

100

并联电容${C}_{\mathrm{s}1}\text{、}{C}_{\mathrm{s}2}\text{、}{C}_{\mathrm{s}3}\text{、}{C}_{\mathrm{s}4}/\mathrm{{nF}}$

2.2

二极管${\mathrm{D}}_{1}\text{、}{\mathrm{D}}_{2}\text{、}{\mathrm{D}}_{3}\text{、}{\mathrm{D}}_{4}$

MUR840

开关管${\mathrm{S}}_{1}$ 、${\mathrm{S}}_{2}$ 、${\mathrm{\;S}}_{3}$ 、${\mathrm{\;S}}_{4}$

IRFB5615PbF