电源学报

u_AN	(S₁S₂S₃)
4E	(111)
3E	(101)(011)
2E	(001)(1−11)(−111)(110)
E	(−101)(0−11)(100)(010)
0	(000)(−1−11)(1−10)(−110)(11−1)
−E	(10−1)(01−1)(−100)(0−10)
−2E	(00−1)(1−1−1)(−11−1)(−1−10)
−3E	(−10−1)(0−1−1)
−4E	(−1−1−1)

u_AN	(S₁S₂S₃)
4E	(111)
3E	(101)(011)
2E	(001)(1−11)(−111)(110)
E	(−101)(0−11)(100)(010)
0	(000)(−1−11)(1−10)(−110)(11−1)
−E	(10−1)(01−1)(−100)(0−10)
−2E	(00−1)(1−1−1)(−11−1)(−1−10)
−3E	(−10−1)(0−1−1)
−4E	(−1−1−1)

混合九电平逆变器功率均衡的调制策略

PDF下载

顾军 , 杜治斌 , 李平 , 宋飞 , 张维国 , 张明

电源学报 | DC-AC逆变器 2025,23(1): 67-75

收起

电源学报 | DC-AC逆变器 2025, 23(1): 67-75

混合九电平逆变器功率均衡的调制策略

全屏

顾军, 杜治斌, 李平, 宋飞, 张维国, 张明

作者信息

安徽理工大学电气与信息工程学院，淮南 232001

顾军(1978— )，男，博士，副教授。研究方向：电力电子与电力传动。E-mail：jungu@qq.com。

李平(1981— )，男，博士，副教授。研究方向：高电压与绝缘技术。E-mail：kunguoli@126.com。

宋飞(1996— )，男，硕士研究生。研究方向：电力电子与电力传动。E-mail：1975751574@qq.com。

张维国(1996— )，男，硕士研究生。研究方向：电力电子与电力传动。E-mail：3298788327@qq.com。

张明(1996— )，男，硕士研究生。研究方向：电力电子与电力传动。E-mail：977085345@qq.com。

通讯作者:

杜治斌(1997— )，男，硕士研究生。研究方向：电力电子与电力传动。E-mail：3287605572@qq.com。

Modulation Strategy for Power Balance of Hybrid Nine-level Inverter

Jun GU, Zhibin DU, Ping LI, Fei SONG, Weiguo ZHANG, Ming ZHANG

Affiliations

School of Electrical and Information Engineering, Auhui University of Science and Technology, Huainan 232001, China

出版时间: 2025-01-30 doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.1.67

文章导航

摘要

收起

对于直流侧电压比为1:1:2的混合级联H桥逆变器，若采用混合载波层叠调制策略，虽无电流倒灌现象且输出电压谐波性能良好，但会出现低压单元输出功率不均衡的问题。针对该问题，首先进行功率不均衡分析，然后提出1种改进的混合调制策略，对高压单元进行阶梯波调制，对低压单元进行PWM，且2个低压单元对调制波采用不同的处理方式。所提策略在保留输出电压具有良好谐波性能的同时减少三角载波使用数量，简化了控制过程，且具有倍频效果。接着，对所提策略进行优化，对低压单元开关信号进行逻辑运算，可在2个载波周期内解决低压单元功率不均衡的问题。最后，通过仿真和实验证明了所提策略的可行性。

关键词

逆变器 / 混合调制 / 三角载波 / 逻辑运算 / 功率均衡 / 谐波含量

Abstract

收起

For a hybrid cascade H-bridge inverter with a DC-side voltage ratio of 1:1:2, if the hybrid carrier disp-osition modulation strategy is adopted, the problem of output power imbalance in the low-voltage unit will occur al-though there is no current backflow phenomenon and the harmonic performance of output voltage is good. To solve this problem, the power imbalance is analyzed at first. Then, an improved hybrid modulation strategy is proposed, under which the high-voltage unit performs step wave modulation and the low-voltage unit performs PWM, and two low-voltage units adopt different processing methods for the modulation wave. The good harmonic performance of output voltage is kept, the number of triangular carriers is reduced, and the control process is simplified, with a frequency doubling effect. Third, this strategy is optimized, and the switching signal of low-voltage unit is logically calculated, which can solve the power imbalance problem of low-voltage unit in two carrier cycles. Finally, the feasibility was proved by simulation and experimental results.

Key words

Inverter / hybrid modulation / triangular carrier / logical operation / power balance / harmonic content

引用本文

顾军, 杜治斌, 李平, 宋飞, 张维国, 张明. 混合九电平逆变器功率均衡的调制策略. 电源学报, 2025 , 23 (1) : 67 -75 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.1.67

Jun GU, Zhibin DU, Ping LI, Fei SONG, Weiguo ZHANG, Ming ZHANG. Modulation Strategy for Power Balance of Hybrid Nine-level Inverter[J]. Journal of Power Supply, 2025 , 23 (1) : 67 -75 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.1.67

正文

收起

随着电力电子技术发展，多电平逆变器在大功率场合得到广泛应用^[1-2]。目前主要有3种多电平逆变器拓扑：二极管钳位式^[3]、飞跨电容式^[4]和级联H桥式^[5]。其中，二极管钳位式存在分压电容均压问题；飞跨电容式存在稳压控制问题；而级联H桥具有模块化、谐波少、输出电平多等优势，故用级联H桥组成多电平逆变器最为常见。

传统的级联H桥逆变器，若要输出更多电平，其级联单元就会变多，这就增加了成本和控制难度，因此混合级联H桥逆变器^[6]应运而生。由Manjrekar等^[7]提出的混合七电平逆变器谐波性能较差。而叶满园等^[8]在文献[7]所提逆变器上增加1个低压单元，可组成直流侧电压比为1:1:2的混合九电平逆变器，可以输出更好的谐波性能。

调制策略是多电平逆变技术关键的一环。目前主要调制策略有低频调制、高频调制和混合调制。其中，低频调制中有阶梯波调制，而高频调制则包含载波移相调制和载波移幅调制等。具体而言，低频调制的开关频率低，可延长器件的使用寿命，但输出波形质量差；高频调制开关频率高，使器件的使用寿命缩短，但输出波形质量较好^[9]；而混合调制可将高、低频调制策略两者的优势相结合，多应用于混合级联H桥逆变器。例如：文献[10]采用了混合载波层叠调制，解决了电流倒灌问题，且输出电压谐波性能良好，但其低压单元存在输出功率不均衡问题；文献[11]在混合载波层叠调制的基础上运用1/4周期轮换解决了低压单元功率不均衡的问题，但未产生倍频效果，且控制过程复杂。针对直流侧电压比为1:1:2的混合九电平逆变器，文献[12]采用的调制策略减少了载波数量，简化了控制过程，然后再对其进行1/4周期轮换使低压单元达到功率均衡，但其均衡时间长，影响器件的使用寿命。

对于上述文献所采用调制策略存在的不足之处，本文针对直流侧电压比为1:1:2的混合九电平逆变器提出1种改进的混合调制策略，对高压单元进行阶梯波调制，对低压单元进行PWM，然后对脉冲信号进行逻辑运算，旨在2个载波周期内解决低压单元功率不均衡的问题，同时简化控制过程，并产生倍频效果。

1 拓扑结构及工作原理

收起

图1为混合九电平逆变器拓扑，其中H1、H2为低压单元，H3为高压单元。S_ij为各级联单元的开关器件，其中i取值为1、2、3，j取值为1、2、3、4。逆变器与各单元的输出电压分别为u_AN与u_H1、u_H2、u_H3，且满足

(1)

${u}_{\text{AN}}={u}_{\text{H}1}+{u}_{\text{H}2}+{u}_{\text{H}3}$

i_o为逆变器输出的电流，满足

(2)

${\text{i}}_{o}=\text{I}\mathrm{sin}(\text{ωt}+\text{φ})$

式中：I为i_o的幅值；ω为正弦调制波角频率；φ为i_o的初始相位角。

以单元H1为例，说明每个单元的工作原理。开关管S₁₁与S₁₂开关状态互补，S₁₃与S₁₄开关状态互补。当S₁₁和S₁₄导通，输出电压为E；当S₁₂和S₁₃导通，输出电压为−E；其余开关状态输出为0。同理，单元H2可输出电压为E、0、−E；单元H3可输出电压为2E、0、−2E。设开关状态函数为S_i，其表达式为

(3)

${S}_{\text{i}}\text{=}\left\{\begin{array}{rr}\hfill 1& \hfill {S}_{\text{i}}{}_{1}{S}_{\text{i}4}开通\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\\ \hfill 0& \hfill \text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }{S}_{\text{i}1}{S}_{\text{i}3}或{S}_{\text{i}2}{S}_{\text{i}4}开通\\ \hfill -1& \hfill {S}_{\text{i}2}{S}_{\text{i}3}开通\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\end{array}\right.$

表1为输出电压与开关状态的关系，可知逆变器可输出−4E~4E共9个电平。除±4E外，其余电平均有多种开关状态组合，且其中部分开关状态组合会出现级联单元间输出电压极性相反的情况，这就会造成电流倒灌和能量反馈的问题，因此合适的调制策略可以利用开关状态组合的多样性来解决该问题。

2 调制策略

收起

2.1 混合载波层叠调制策略原理分析

图2为混合载波层叠调制原理，其中V_m为高压单元的正弦调制波，V_T为幅值为2E的阶梯波，V_m1为低压单元的调制波，V_r1、V_r1−、V_r2和V_r2−均为幅值为E的三角载波。

对于单元H3：当V_m>V_T时，S₃₁和S₃₄导通，输出电压为2E；当V_m<V_T时，S₃₂和S₃₃导通，输出电压为−2E。对于单元H1：当V_m1>V_r1时，S₁₁和S₁₄导通，输出电压为E；当V_m1<V_r1−时，S₁₂和S₁₃导通，输出电压为−E。单元H2的工作原理与单元H1一致，故不再赘述。

由图2中u_AN可知，逆变器输出的电平从−4E到4E共9个。各单元输出电压极性相同，因此该策略无电流倒灌问题。因为各级联单元电流相等，且低压单元直流侧电压相等，但2个低压单元导通时间却不同，所以低压单元存在输出功率不均衡的现象。

2.2 混合载波层叠调制策略功率不均衡分析

将调制度用M表示，则正弦调制波V_m为

(4)

${\text{V}}_{m}=4\text{ME}\mathrm{sin}(\text{ωt})$

设α_i为V_m在1/4周期时和2iA_r(A_r为三角载波峰值)相交时的角度，其表达式为

(5)

${\alpha }_{\text{i}}\text{=}\mathrm{arcsin}\left(\frac{\text{i}}{4\text{M}}\right)\text{ }\text{ }\text{ i=}1,2,3$

逆变器各单元输出的平均功率为

(6)

${\text{P}}_{H\text{i}}=\frac{1}{\text{T}}{\displaystyle {\int }_{0}^{\text{T}}{\text{u}}_{H\text{i}}{\text{i}}_{o}d\text{t}=0.5}{\text{u}}_{H\text{i}(1)}\text{I}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}$

式中：u_H_i₍₁₎为各单元输出电压基波幅值；φ₁为输出电压基波与i_o的相角差。

由傅里叶分析可得，高压单元H3的输出电压表达式为

(7)

${\text{u}}_{H3}\text{=}\left\{\begin{array}{l}0\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0,0.5)\\ {\displaystyle \sum _{\text{k}=1,3,\cdots }^{\infty }\frac{8\text{E}}{\text{k}\pi }\mathrm{cos}({\text{kα}}_{2})\mathrm{sin}(\text{kωt})\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.5,1]}\\ {\displaystyle \sum _{\text{k}=2,4,\cdots }^{\infty }\frac{8\text{E}}{\text{k}\pi }[\mathrm{cos}({\text{kα}}_{2})+1]\mathrm{sin}(\text{kωt})　\text{M}\in [0.5,1]}\end{array}\right.$

低压单元V_m1是由V_m减去高压单元输出电压得到。设单元H1和单元H2输出电压之和为u_s，其傅里叶分析式为

(8)

${\text{u}}_{s}\text{=}\left\{\begin{array}{l}4\text{ME}\mathrm{sin}(\text{ωt})\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{M}\in [0,0.5)\\ {\displaystyle \sum _{\text{k}=1,3,\cdots }^{\infty }\left\{\frac{4\text{E}[\text{kM}\pi -2\mathrm{cos}({\text{kα}}_{2})]}{\text{k}\pi }\right\}\mathrm{sin}(\text{kωt})}\\ \text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{M}\in [0.5,1]\\ {\displaystyle \sum _{\text{k}=2,4,\cdots }^{\infty }\left\{\frac{4\text{E}[\text{kM}\pi -2\mathrm{cos}({\text{kα}}_{2})-2]}{\text{k}\pi }\right\}\mathrm{sin}(\text{kωt})}\\ \text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{M}\in [0.5,1]\end{array}\right.$

根据式(6)~式(8)及混合载波层叠调制原理可计算出各单元平均输出功率为

(9)

${\text{P}}_{H3}\text{=}\left\{\begin{array}{l}0\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0,0.5)\\ \frac{4\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\sqrt{1-\frac{1}{4{\text{M}}^{2}}}\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.5,1]\end{array}\right.$

(10)

${\text{P}}_{H1}\text{=}\left\{\begin{array}{l}2\text{MEI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0,0.25)\\ \frac{2\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\left\{2\text{M}[{\text{α}}_{1}-\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{1})]+\mathrm{cos}{\text{α}}_{1}\right\}\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.25,0.5)\\ \frac{2\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\left\{2\text{M}\left[\frac{\pi }{2}+{\text{α}}_{1}-{\text{α}}_{2}+\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{2})-\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{1})\right]+\mathrm{cos}{\text{α}}_{1}-3\mathrm{cos}{\text{α}}_{2}\right\}\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.5,0.75)\\ \frac{2\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\left\{2\text{M}\left[{\text{α}}_{1}+{\text{α}}_{3}-{\text{α}}_{2}+\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{2})-\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{1})-\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{3})\right]+\mathrm{cos}{\text{α}}_{1}-3\mathrm{cos}{\text{α}}_{2}+3\mathrm{cos}{\text{α}}_{3}\right\}\\ \text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.75,1]\end{array}\right.$

(11)

${\text{P}}_{H2}\text{=}\left\{\begin{array}{l}0\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0,0.25)\\ \frac{2\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\left\{2\text{M}\left[\frac{\pi }{2}-{\text{α}}_{1}+\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{1})\right]-\mathrm{cos}{\text{α}}_{1}\right\}\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.25,0.5)\\ \frac{2\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\left\{2\text{M}\left[\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{1})-\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{2})+{\text{α}}_{2}-{\text{α}}_{1}\right]-\mathrm{cos}{\text{α}}_{1}+\mathrm{cos}{\text{α}}_{2}\right\}\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.5,0.75)\\ \frac{2\text{EI}\mathrm{cos}{\text{φ}}_{1}}{\pi }\left\{2\text{M}\left[\frac{\pi }{2}+{\text{α}}_{2}-{\text{α}}_{1}-{\text{α}}_{3}+\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{1})+\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{3})-\frac{1}{2}\mathrm{sin}(2{\text{α}}_{2})\right]-3\mathrm{cos}{\text{α}}_{3}+\mathrm{cos}{\text{α}}_{2}-\mathrm{cos}{\text{α}}_{1}\right\}\\ \text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }　\text{M}\in [0.75,1]\end{array}\right.$

由式(9)~式(11)可知，在混合载波层叠调制下，H1、H2、H3这3个单元存在平均输出功率不均衡问题。在直流侧电压相等的低压单元该问题依然存在。为解决低压单元功率不均衡问题，本文提出改进的混合调制策略并对其进行优化。

2.3 改进的混合调制策略

图3为本文所提改进的混合调整策略工作原理，本文将对H1、H2、H3这3个单元的调制策略原理进行详细分析。

图3(a)为H3单元调制原理，图中的V_ref为正弦调制波，V_s为幅值为2E的阶梯波，u_H3为H3单元输出电压波形。V_ref的表达式与正弦调制波V_m相同。当调制波V_ref>V_s时，开关管S₃₁和S₃₄导通，输出电压为2E；当V_ref<V_s时，开关管S₃₂和S₃₃导通，输出电压为−2E。由u_H3可知，H3单元工作在基频状态。

图3(b)为H1单元调制原理，图中的V_ref1与V_ref1−是1对相反的调制波，V_cr为1个幅值为E的三角载波，S₁₁和S₁₃均为单元H1开关管的脉冲信号，u_H1为输出电压波形。V_ref1的表达式为

(12)

${\text{V}}_{ref1}=\left\{\begin{array}{ll}{\text{V}}_{ref}-3\text{E}\hfill & {\text{V}}_{ref}＞3\text{E}\hfill \\ 0\hfill & 2\text{E}＜{\text{V}}_{ref}\le 3\text{E}\hfill \\ {\text{V}}_{ref}-\text{E}\hfill & \text{E}＜{\text{V}}_{ref}\le 2\text{E}\hfill \\ 0\hfill & -\text{E}＜{\text{V}}_{ref}\le \text{E}\hfill \\ {\text{V}}_{ref}+\text{E}\hfill & -2\text{E}＜{\text{V}}_{ref}\le -\text{E}\hfill \\ 0\hfill & -3\text{E}＜{\text{V}}_{ref}\le -2\text{E}\hfill \\ {V}_{ref}+3\text{E}\hfill & {\text{V}}_{ref}\le -3\text{E}\hfill \end{array}\right.$

由式(12)可知：当V_ref1>V_cr时，开关管S₁₁导通，反之S₁₁关断，S₁₁和S₁₂开关状态互补；当V_ref1−>V_cr时，S₁₃和S₁₄的开关情况与上述相同。S₁₁和S₁₄导通时，输出电压为E；S₁₂和S₁₃导通时，输出电压为−E。由u_H1可知，H1单元工作在高频状态。

图3(c)为H2单元调制原理。图中的V_ref2与V_ref2-是1对相反的调制波，V_cr1是1个幅值为E的三角载波，S₂₁和S₂₃均是H2单元开关管的脉冲信号，u_H2为输出电压波形。V_ref2表达式为

(13)

${\text{V}}_{ref2}=\left\{\begin{array}{ll}{\text{V}}_{ref}-2\text{E}\hfill & {\text{V}}_{ref}>2\text{E}\hfill \\ {\text{V}}_{ref}\hfill & -2\text{E}\le {\text{V}}_{ref}\le 2\text{E}\hfill \\ {\text{V}}_{ref}+2\text{E}\hfill & {\text{V}}_{ref}<-2\text{E}\hfill \end{array}\right.$

由式(13)可知，单元H2开关管的脉冲信号发出原理与单元H1相同。当S₂₁和S₂₄导通时，输出电压为E；S₁₂和S₁₃导通时，输出电压为−E。由u_H2可知，H2工作在高频状态。

图3(d)为逆变器的输出电压波形，图中3个单元输出电压的极性均相同，因此改进的混合调制无电流倒灌问题。由图3(d)中u_AN可知，该逆变器可以输出9个电平。对比混合载波层叠调制策略，本文所提策略既保留了输出电压良好的谐波性能，又减少了载波数量，简化了控制过程。因为图3中三角载波V_cr周期是图2中V_r1的2倍，所以有${f}_{{V}_{\text{r1}}}$=$2{f}_{{V}_{\text{cr}}}$(${f}_{{V}_{\text{r1}}}$和${f}_{{V}_{\text{cr}}}$分别为2种载波的载波频率)，说明本文所提改进的混合调制策略可实现倍频效果。因此，若要达到同样的频率效果，改进型混合调制策略的开关频率仅为传统的1/2，相应地，开关损耗也会随之减少。在本文所提方法的调制下，2个低压单元的导通时间不同，因此低压单元功率不均衡的问题依然未得到有效的解决。

2.4 改进的混合调制策略的优化

图4为功率平衡原理，其中Q为方波信号，其频率为载波频率的1/2；V_cr为单元H1载波，V_cr1为单元H2载波，V_ref1和V_ref2分别为低压单元H1、H2的调制波，t₁~t₈均为脉冲信号导通时间。

现以低压单元的初始脉冲信号S₁₁、S₂₁为例说明功率平衡原理。将低压单元的初始脉冲信号S₁₁、S₂₁与方波信号Q进行逻辑运算，可以得到优化后的脉冲信号${{S}^{\prime }}_{11}$、${{S}^{\prime }}_{21}$。逻辑运算公式为

(14)

$\left\{\begin{array}{l}{{S}^{\prime }}_{11}={S}_{11}\cdot \text{Q}+{S}_{21}\cdot \overline{\text{Q}}\\ {{S}^{\prime }}_{21}={S}_{21}\cdot \text{Q}+{S}_{11}\cdot \overline{\text{Q}}\end{array}\right.$

单元H1、H2优化后的脉冲信号${{S}^{\prime }}_{11}$、${{S}^{\prime }}_{21}$在2个载波周期内的导通时间为

(15)

$\left\{\begin{array}{l}{\text{t}}_{on({{S}^{\prime }}_{11})}={\text{t}}_{5}+{\text{t}}_{6}+{\text{t}}_{3}+{\text{t}}_{4}\\ {\text{t}}_{on({{S}^{\prime }}_{21})}={\text{t}}_{1}+{\text{t}}_{2}+{\text{t}}_{7}+{\text{t}}_{8}\end{array}\right.$

因为调制波频率远小于载波频率，所以在2个载波周期内可将调制波视为定值。由此可得

(16)

$\left\{\begin{array}{l}{\text{t}}_{1}={\text{t}}_{2}={\text{t}}_{3}={\text{t}}_{4}\\ {\text{t}}_{5}={\text{t}}_{6}={\text{t}}_{7}={\text{t}}_{8}\end{array}\right.$

由式(14)~式(16)可知，低压单元脉冲信号${{S}^{\prime }}_{11}、{{S}^{\prime }}_{21}$的导通时间一致，同理可以推出低压单元右上桥臂的脉冲信号${{S}^{\prime }}_{13}、{{S}^{\prime }}_{23}$导通时间一致。因此，本文所提方法可在2个载波周期内实现低压单元输出功率均衡。

图5为经过逻辑运算优化后逆变器的输出情况。由式(1)可知，逆变器整体输出电压是由3个单元电压叠加得到，且采用逻辑运算将2个低压单元的导通时间进行优化时，是将导通时间重新分配以达到低压单元功率均衡的目的，因此其不改变逆变器的整体输出电压，通过图5(b)与图3(d)的对比也可印证该结论。

3 仿真分析

收起

为了验证本文所提改进的混合调制策略在优化后，对直流侧电压比为1:1:2的混合级联H桥逆变器的调制效果，现使用MATLAB2018A/Simulink软件搭建出相应的仿真模型。本次搭建仿真模型的具体参数：直流侧电压E=100 V，电阻R=10 Ω，电感L=0.001 H，载波频率f_cr=3 kHz，载波比N=60，调制度M=0.3/0.6/0.9。

图6分别为逆变器采用混合载波层叠调制策略和改进的混合调制策略，在调制度M=0.3、0.6、 0.9下的输出电压的波形，可以看出：当调制度M=0.3、0.6时，逆变器在2种策略下均可输出5、7个电平；当M=0.9时，可输出9个电平。由图6(a)可知，低压单元输出电压u_H1、u_H2在导通时间上有明显差异，因此可知混合载波层叠调制下低压单元存在功率不均衡现象；图6(b)中2个低压单元u_H1、u_H2的导通时间近似相等，因此本文所提改进的混合调制策略可以更好地对低压单元进行功率分配，且可以均衡2个单元的开关频率；由图6(b)逆变器输出电压的部分还可以看出，当调制信号发生变化时，逆变器也能同传统方法一样输出相应的波形。

针对功率均衡问题，利用仿真进行深入分析。图7为逆变器低压单元在2种不同调制策略下的输出功率。由图7(a)可知，在混合载波层叠调制下，单元H1在调制度M=0.3、0.6、0.9时输出的平均功率分别为337.0 W、438.9 W、994.7 W；单元H2在调制度M=0.3、0.6、0.9时输出的平均功率分别为30.6 W、165.0 W、350.2 W。由图7(b)可知，在改进的混合调制策略下，单元H1在调制度M=0.3、0.6、0.9时输出的平均功率分别为179.4 W、295.6 W、668.6 W；单元H2在调制度M=0.3、0.6、0.9时输出的平均功率分别为179.2 W、295.3 W、668.1 W。由此可知，本文所提改进的混合调制策略可以解决低压单元功率不均衡的问题。

图8为2种调制策略在调制度M=0.9时输出电压的频谱，可见：2种调制策略输出电压总谐波畸变率THD(total harmonic distortion)值近似相等，逆变器输出电压的最高次谐波在混合载波层叠调制策略下集中在3 kHz，而在本文所提改进的混合调制策略下集中在6 kHz，说明该调制策略在保持输出电压良好谐波性能的同时具有倍频效果。

4 实验验证

收起

为证明本文所提改进的混合调制策略在实验中的可行性，搭建了直流侧电压比为1:1:2的混合级联九电平逆变器实验平台。实验平台具体参数如下：直流侧电压E=24 V，载波频率f_c=3 kHz，载波比N=60，电阻R=25 Ω，滤波电感L=5.6 mH，调制度M=0.9。实验平台分别在混合载波层叠调制和改进的混合调制下运行，得出实验结果。图9和图10分别为2种调制策略的实验结果。

由图9(a)和图10(a)对比可知，高、低压单元输出电压相同，但图9(b)输出电压的最高次谐波主要集中在3 kHz处，而图10(b)输出电压的最高次谐波主要集中在6 kHz处。由此可以说明本文所提改进的混合调制策略具有倍频效果。

由图9(c)和(d)可知，在混合载波层叠调制下，单元H1、H2输出的平均功率分别为P_H1=33.81 W、P_H2=8.60 W；由图10(c)和(d)可知，在改进的混合调制策略下，单元H1、H2输出的平均功率分别为P_H1=17.03 W、P_H2=16.79 W。由此可以证明，本文所提改进的混合调制策略可解决低压单元输出功率不均衡的问题。

5 结论

收起

针对混合级联九电平逆变器使用混合载波层叠调制会导致低压单元出现输出功率不均衡的问题，本文提出改进的混合调制策略并对其优化，可得出以下结论。

(1)保留了原有输出电压谐波性能良好的优势，且运用逻辑运算使低压单元在2个载波周期内实现功率均衡。

(2)对低压单元进行调制时，仅需要1个三角载波，简化了控制过程，同时实现了倍频效果。

(3)2个低压单元的开关器件均不存在常开或常闭现象，可以通过均衡2个单元的开关频率，进而均衡开关损耗，延长器件的使用寿命。

基金

收起

国家自然科学基金资助项目(51607003)

参考文献

收起

文献

收起

参考文献引证文献

排序方式：

[1]

胡文华, 郭嘉敏, 谭光辉, 等. 一种新型不对称型多电平逆变器[J]. 电力电子技术, 2021, 55(6): 119-121, 128.

Wenhua

, Guo

Jiamin

, Tan

Guanghui

, et al. A novel asymmetric multilevel inverter[J]. Power Electronics, 2021, 55(6): 119-121, 128. (in Chinese)

[2]

叶满园, 章俊飞, 陈乐. 五开关H桥逆变器改进PWM控制方法的研究[J]. 电源学报, 2020, 18(3): 116-123.

Manyuan

, Zhang

Junfei

, Chen

. Improved PWM control method for five-switch H-bridge inverter[J]. Journal of Power Supply, 2020, 18(3): 116-123. (in Chinese)

[3]

王奎, 郑泽东, 许烈, 等. 二极管箝位型四电平逆变器的中点电压平衡控制方法[J]. 电机与控制学报, 2021, 25(3): 1-7.

Wang

Kui

, Zheng

Zedong

, Xu

Lie

, et al. Neutral-point voltage balance method for diode-clamped four-level inverters[J]. Electric Machines and Control, 2021, 25(3): 1-7. (in Chinese)

[4]

郭小强, 朱铁影, 魏宝泽, 等. 飞跨电容多电平光伏逆变器共模电流抑制技术[J]. 中国电机工程学报, 2016, 36(18): 4962-4969, 5121.

Guo

Xiaoqiang

, Zhu

Tieying

, Wei

Baoze

, et al. Common mode current suppression technique for flying capacitor multilevel PV inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2016, 36(18): 4962-4969, 5121. (in Chinese)

[5]

Javier

P R

, Beristain

J J A

, Hernández

L J H

, et al. Hybrid modulation strategy for asymmetrical cascade H-bridge multilevel inverters[J]. IEEE Latin America Transactions, 2018, 16(6): 1623-1630.

[6]

叶满园, 康力璇, 潘涛. 混合H桥级联多电平逆变器改进PD调制策略[J]. 电机与控制学报, 2020, 24(3): 71-78.

Manyuan

, Kang

Lixuan

, Pan

Tao

. Modified PD modu-lation strategy for hybrid cascaded multilevel inverters[J]. Electric Machines and Control, 2020, 24(3): 71-78. (in Chinese)

[7]

Manjrekar

M D

, Lipo

T A

. A hybrid multilevel inverter topology for drive applications[C]// APEC '98 Thirteenth Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition. Anaheim, CA, USA, 1998: 523-529.

[8]

叶满园, 魏麒文, 任威, 等. 混合九电平逆变器改进调制策略及功率均衡控制方法[J]. 高电压技术, 2020, 46(12): 4420-4429.

Manyuan

, Wei

Qiwen

, Ren

Wei

, et al. Modified mod-ulation strategy and power balance control method for hybrid nine-level inverter[J]. High Voltage Engineering, 2020, 46(12): 4420-4429. (in Chinese)

[9]

顾军, 宋飞, 李平, 等. 基于载波自由度控制的功率均衡调制方法[J]. 高电压技术, 2022, 48(10): 4017-4026.

Jun

, Song

Fei

, Li

Ping

, et al. Power balance control method based on carriers freedom degrees control[J]. High Voltage Engineering, 2022, 48(10): 4017-4026. (in Chinese)

[10]

胡文华, 刘剑锋, 曹仁赢. 混合级联H桥十三电平逆变器的混合调制[J]. 电力电子技术, 2020, 54(3): 90-92.

Wenhua

, Liu

Jianfeng

, Cao

Renying

. Hybrid modulation of hybrid cascaded H-bridge thirteen-level inverter[J]. Power Electronics, 2020, 54(3): 90-92. (in Chinese)

[11]

胡文华, 章超凡, 刘剑锋. 混合级联H桥的混合调制及功率平衡方法[J]. 高电压技术, 2020, 46(10): 3561-3568.

Wenhua

, Zhang

Chaofan

, Liu

Jianfeng

. Hybrid modulation and power balance method for a hybrid cascaded H-bridge[J]. High Voltage Engineering, 2020, 46(10): 3561-3568. (in Chinese)

[12]

顾军, 宋飞, 李平, 等. 混合级联H桥逆变器的调制策略优化方法[J]. 高电压技术, 2022, 48(2): 753-761.

Jun

, Song

Fei

, Li

Ping

, et al. Modulation strategy opti-mization method of hybrid cascaded H-bridge inverter[J]. High Voltage Engineering, 2022, 48(2): 753-761. (in Chinese)

2025年第23卷第1期

PDF下载

306

123

引用本文

BibTeX

文章信息

doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.1.67

接收时间：2022-03-01
首发时间：2025-07-01
出版时间：2025-01-30

补充材料

相关文章

文章信息

作者

出版历史

收稿日期：2022-03-01
修回日期：2022-04-29
录用日期：2022-05-24

基金

National Natural Science Foundation of China(51607003)

国家自然科学基金资助项目(51607003)

作者信息

安徽理工大学电气与信息工程学院，淮南 232001

通讯作者:

杜治斌(1997— )，男，硕士研究生。研究方向：电力电子与电力传动。E-mail：3287605572@qq.com。

参考文献

分享链接

https://castjournals.cast.org.cn/joweb/dyxb/CN/10.13234/j.issn.2095-2805.2025.1.67

分享至

全文二维码

扫描看全文

引用本文

BibTeX

本文的引用情况

2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

关闭全屏

BibTeX
EndNote
RefWorks
TxT