电源学报

持续时间	工作状态	导通器件	输出电压
${T}_{\text{NST}}$	P	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$	${U}_{\text{dc}}\text{/}2$
${T}_{\text{NST}}$	O	${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$	0
${T}_{\text{NST}}$	N	${S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{D}_{1}、{D}_{2}$	$-{U}_{\text{dc}}\text{/}2$
${T}_{\text{UST}}$	上直通	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{\text{D}}_{2}$	0
${T}_{\text{LST}}$	下直通	${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}$	0
${T}_{\text{AST}}$	全直通	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}$	0

持续时间	工作状态	导通器件	输出电压
${T}_{\text{NST}}$	P	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$	${U}_{\text{dc}}\text{/}2$
${T}_{\text{NST}}$	O	${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$	0
${T}_{\text{NST}}$	N	${S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{D}_{1}、{D}_{2}$	$-{U}_{\text{dc}}\text{/}2$
${T}_{\text{UST}}$	上直通	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{\text{D}}_{2}$	0
${T}_{\text{LST}}$	下直通	${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}$	0
${T}_{\text{AST}}$	全直通	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}$	0

大扇区	小扇区	虚拟小矢量作用时间	相电压作用时间
Ⅰ	1，2，3	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
Ⅱ	1，2，3	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
Ⅲ	1，2，3	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅳ	1，2，3	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅴ	1，2，3	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅵ	1，2，3	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$

大扇区	小扇区	虚拟小矢量作用时间	相电压作用时间
Ⅰ	1，2，3	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
Ⅱ	1，2，3	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
Ⅲ	1，2，3	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅳ	1，2，3	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅴ	1，2，3	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅵ	1，2，3	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$

参数	数值
直流母线电压$U_{\mathrm{dc}} / \mathrm{V}$	200
直流母线电容$C_{1}, C_{3} / \mu \mathrm{F}$	470
准Z源电感$L_{1} \sim L_{4} / \mathrm{mH}$	2
准Z源电容$C_{2}, C_{4} / \mu \mathrm{F}$	470
PI调节器比例系数$K_{\mathrm{p}}$	0.2
PI调节器积分系数$K_{i}$	0.01
滤波电感$L / \mu \mathrm{H}$	450
负载电阻$R / \Omega$	10
载波频率${f}_{\text{s}}\text{/kHz}$	30

参数	数值
直流母线电压$U_{\mathrm{dc}} / \mathrm{V}$	200
直流母线电容$C_{1}, C_{3} / \mu \mathrm{F}$	470
准Z源电感$L_{1} \sim L_{4} / \mathrm{mH}$	2
准Z源电容$C_{2}, C_{4} / \mu \mathrm{F}$	470
PI调节器比例系数$K_{\mathrm{p}}$	0.2
PI调节器积分系数$K_{i}$	0.01
滤波电感$L / \mu \mathrm{H}$	450
负载电阻$R / \Omega$	10
载波频率${f}_{\text{s}}\text{/kHz}$	30

一种基于虚拟矢量PWM的准Z源三电平逆变器新型控制算法实现

PDF下载

柴锦 ¹ , 刘通 ² , 王伟胜 ³ , 陈阿莲 ⁴

电源学报 | DC-AC逆变器 2025,23(2): 57-66

收起

电源学报 | DC-AC逆变器 2025, 23(2): 57-66

一种基于虚拟矢量PWM的准Z源三电平逆变器新型控制算法实现

全屏

柴锦¹, 刘通², 王伟胜³, 陈阿莲⁴

作者信息

¹ 山东大学工程训练中心，济南 250061

² 山东大学电气工程学院，济南 250061

³ 山东奥太电气有限公司，济南 250104

⁴ 山东大学控制科学与工程学院，济南 250061

柴锦(1989— )，女，硕士，实验师。研究方向：逆变器控制及微电网运行优化。E-mail：chaijin@sdu.edu.cn。

刘通(1991— )，男，博士。研究方向：新能源技术与多电平控制。E-mail：tong@sdu.edu.cn。

王伟胜(1988— )，男，硕士，工程师。研究方向：多电平逆变器控制。E-mail：wangweisheng@aotaidianqi.com。

通讯作者:

陈阿莲(1976— )，女，中国电源学会高级会员，博士，教授。研究方向：可再生能源发电技术，高压大功率多电平变换技术。E-mail：chenalian@sdu.edu.cn。

Implementation of Novel Control Algorithm for Quasi-Z-source Three-level Inverter Based on Virtual Space-vector PWM

Jin CHAI¹, Tong LIU², Weisheng WANG³, Alian CHEN⁴

Affiliations

¹ Engineering Training Center, Shandong University, Ji’nan 250061, China

² School of Electrical Engineering, Shandong University, Ji’nan 250061, China

³ Shandong Aotai Electric Co., Ltd., Ji’nan 250104, China

⁴ School of Control Science and Engineering, Shandong University, Ji’nan 250061, China

出版时间: 2025-03-30 doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.2.57

文章导航

摘要

收起

准Z源三电平逆变器的升压控制和中点电位平衡控制之间的耦合严重限制了其控制性能。为解决上述问题，提出1种基于虚拟矢量脉宽调制方法的中点电位平衡策略，通过直流母线电容电压闭环控制实现中点电位平衡控制，消除了中点电位低频波动，同时采用恒直通升压调制策略，避免了升压控制对中点电位的影响，保证了准Z源网络充足的升压空间。最后通过仿真和实验验证了所提控制策略的有效性。

关键词

准Z源三电平逆变器 / 中点电位平衡 / 虚拟矢量脉宽调制

Abstract

收起

The coupling between the boost control and neutral-point voltage balance control of a quasi-Z-source three-level inverter seriously limits its control performance. To solve this problem, a neutral-point voltage balance control strategy based on a virtual space-vector pulse width modulation method is proposed. The neutral-point voltage balance control is realized through a closed-loop control of the DC-bus capacitor voltage, and the low-frequency fluctuations in the neutral-point voltage are eliminated. Meanwhile, a constant shoot-through boost modulation strategy is employed, which avoids the adverse impact on the neutral-point voltage and guarantees an ample boosting capacity of the quasi-Z-source network. Finally, simulation and experimental results verified the validity of the proposed control strategy.

Key words

Quasi-Z-source three-level inverter / neutral-point voltage balance / virtual space-vector pulse width modulation

引用本文

柴锦, 刘通, 王伟胜, 陈阿莲. 一种基于虚拟矢量PWM的准Z源三电平逆变器新型控制算法实现. 电源学报, 2025 , 23 (2) : 57 -66 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.2.57

Jin CHAI, Tong LIU, Weisheng WANG, Alian CHEN. Implementation of Novel Control Algorithm for Quasi-Z-source Three-level Inverter Based on Virtual Space-vector PWM[J]. Journal of Power Supply, 2025 , 23 (2) : 57 -66 . DOI: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.2.57

正文

收起

随着我国“双碳”目标的确立，能源供给侧加速向清洁低碳化、绿色化发展，有力推进了新型电力系统的转型升级。截至2023年10月底，全国可再生能源发电装机规模已经突破了14亿千瓦，其中光伏发电高达5.36亿千瓦，展现出巨大的发展潜力^[1]。传统的光伏发电并网系统通常采用低频变压器，这会增加成本和尺寸，降低整体效率。因此，无变压器光伏系统因为具有高效、低成本和小体积的优点，得到广泛青睐^[2]。此外，光伏板的发电性能高度依赖于太阳辐照度和温度等环境条件，导致光伏系统输出电压的变化较大。为此，在光伏侧和逆变器侧之间增加额外的转换器(即两级式)可提高低光伏电压，然而这种结构对于提升系统效率、降低系统尺寸是有限的。为解决这一问题，以Z源逆变器ZSI(Z-source inverter)为代表的单级式升压光伏发电系统被提出，因其具备降压和升压功能、系统尺寸小等优势而得到广泛关注^[3]。

Z源逆变器于2003年首次被提出^[4]，其通过增加Z源网络和直通调制方式实现直流升压，且Z源逆变器无需考虑死区，提升了系统的可靠性。文献[5]中提出了单Z源网络的三电平中点钳位NPC(neutral- point clamped)逆变器，在降低系统成本的同时，得到了更好的输出波形质量和更低的电流纹波。然而，Z源三电平NPC逆变器的输入电流本质上是不连续的，而且Z源网络导致输入电流和电压之间产生不可控相移^[6]，这限制了其在光伏发电系统和燃料电池系统中的应用。准Z源逆变器作为Z源逆变器的衍生物，用于降低元件额定值并获得连续输入电流^[7]。文献[8]中提出的准Z源三电平NPC逆变器拓扑，结合了三电平NPC逆变器和准Z源逆变器输出波形优越、功率器件电压应力小、单级能量转换、输入电流连续等优点。然而准Z源三电平逆变器仍然存在中点电位不平衡的问题，需要通过调节小矢量的作用时间来实现中点电位的平衡，而准Z源网络的直通状态也需要调节1个开关周期内小矢量的作用时间，因此准Z源三电平逆变器控制策略中需要解决的核心问题之一即是升压控制与中点平衡控制两者之间的协调控制^[9-11]。

本文提出1种准Z源三电平逆变器新型控制算法，以改善其升压调节和中点平衡能力。该方法在虚拟矢量脉宽调制PWM(pulse width modulation)理论基础上，将逆变器直流母线电容电压的波动作为扰动反馈量，经过PI调节器计算出虚拟矢量对应的小矢量调整时间，实现了中点平衡和升压调节的解耦控制，有效消除了中点电位的低频振荡。

1 准Z源三电平逆变器工作原理

收起

准Z源三电平逆变器的拓扑结构如图1所示，包括了2个参数完全一致的准Z源网络和1个传统的二极管中点钳位NPC三电平逆变器。在准Z源网络的二极管阴极与电感连接点引出母线电容${C}_{1}$和${C}_{2}$作为母线分压电容，其公共点为母线中点电位。${U}_{\text{dc}}$为直流侧电压。

为实现升压功能，准Z源三电平逆变器开关状态中需要加入直通状态，包括上直通UST(upper shoot-through)、下直通LST(lower shoot-through)和全直通AST(all shoot-through)共3种。以A相为例，准Z源三电平逆变器工作状态见表1。由于全直通状态下一次换相过程会引入多个开关器件的动作，这导致器件开关次数增加，输出波形的谐波增大，因此在升压过程中不引入全直通状态。

准Z源三电平逆变器工作状态示意如图2所示。

为保证准Z源网络中上、下直通状态的升压效果一致，对2组准Z源网络电气参数约束为

(1) $\left\{\begin{array}{l} L_{1}=L_{2}, L_{2}=L_{4} \\ C_{2}=C_{4}, C_{1}=C_{3} \end{array}\right.$

根据电路对偶定理，可得各电感和电容的电压为

(2) $\left\{\begin{array}{l} U_{L_{1}}=U_{L_{3}}, U_{L_{2}}=U_{L_{4}} \\ U_{C_{2}}=U_{C_{4}}, U_{C_{1}}=U_{C_{3}} \end{array}\right.$

准Z源三电平逆变器上直通状态下，二极管${\text{D}}_{\text{1}}$承受反压关断，等效电路如图2(a)所示。根据基尔霍夫电压定律，结合式(2)，可以得到准Z源网络电感电压为

(3) $\left\{\begin{array}{l} U_{L_{1}}=\frac{1}{2}\left(U_{\mathrm{dc}}+U_{C_{2}}-U_{C_{1}}\right) \\ U_{L_{2}}=U_{C_{1}} \end{array}\right.$

在下直通状态下，二极管${\text{D}}_{\text{2}}$承受反压关断，此时等效电路如图2(b)所示。根据基尔霍夫电压定律，可以得到准Z源网络电感电压为

(4) $\left\{\begin{array}{l} U_{L_{1}}=\frac{1}{2}\left(U_{\mathrm{dc}}+U_{C_{2}}-U_{C_{1}}\right) \\ U_{L_{2}}=-U_{C_{2}} \end{array}\right.$

在非直通状态下，等效电路如图2(c)所示。根据基尔霍夫电压定律，得到准Z源网络电感电压为

(5) $\left\{\begin{array}{l} U_{L_{1}}=\frac{1}{2} U_{\mathrm{dc}}-U_{C_{1}} \\ U_{L_{2}}=-U_{C_{2}} \end{array}\right.$

在1个开关周期T内，假设上直通时间为${T}_{\text{UST}}$，下直通时间为${T}_{\text{LST}}$，直通时间为${T}_{\text{ST}}$，定义${T}_{\text{UST}}=$${T}_{\text{LST}}={T}_{\text{ST}}$。根据1个开关周期内电感上的伏秒平衡定理，可得

(6) $\left\{\begin{array}{l} U_{C_{1}}=\frac{T-T_{\mathrm{ST}}}{2\left(T-2 T_{\mathrm{ST}}\right)} U_{\mathrm{dc}} \\ U_{C_{2}}=\frac{T_{\mathrm{ST}}}{2\left(T-2 T_{\mathrm{ST}}\right)} U_{\mathrm{dc}} \end{array}\right.$

由此，可以得到准Z源网络输出电压${U}_{\text{ZO}}$为

(7) $U_{\mathrm{ZO}}=\left\{\begin{array}{ll} \frac{T}{T-2 T_{\mathrm{ST}}} U_{\mathrm{dc}} & \text { 非直通状态 } \\ \frac{T}{2\left(T-2 T_{\mathrm{ST}}\right)} U_{\mathrm{dc}} & \text { 直通状态 } \end{array}\right.$

2 准Z源三电平逆变器中点电位控制

收起

2.1 虚拟矢量PWM算法

如前所述，在准Z源三电平逆变器中，中矢量的作用会引起中点产生3倍于基波频率的波动(即低频波动)，不仅使母线电容的设计容量增大，还会恶化输出波形质量。因此，中点平衡问题是准Z源三电平逆变器研究的关键问题。虚拟空间矢量脉宽调制VSVPWM (virtual space-vector pulse width modulation)方法将三电平空间小矢量和中矢量合成虚拟中矢量，消除了中矢量对中点电位的影响，从而消除了中点电位低频波动^[12-13]。以传统SVPWM矢量图第1扇区的矢量为例，对矢量调整为

(8)

$\left\{\begin{array}{l}{V}_{\text{VS1}}=\frac{1}{2}{V}_{\text{POO}}+\frac{1}{2}{V}_{\text{ONN}}\\ {V}_{\text{VL1}}={V}_{\text{PNN}}\\ {V}_{\text{VM1}}=\frac{1}{3}{V}_{\text{ONN}}+\frac{1}{3}{V}_{\text{PON}}+\frac{1}{3}{V}_{\text{PPO}}\\ {V}_{\text{VL2}}={V}_{\text{PPN}}\\ {V}_{\text{VS2}}=\frac{1}{2}{V}_{\text{PPO}}+\frac{1}{2}{V}_{\text{OON}}\end{array}\right.$

式中：${V}_{\text{VS1}}、{V}_{\text{VS2}}$为虚拟小矢量；${V}_{\text{VL1}}、{V}_{\text{VL2}}$为虚拟大矢量；${V}_{\text{VM1}}$为虚拟中矢量。经过变换后，在1个开关周期内虚拟中、小矢量对应的中线电流为0，对中点电位将不产生影响。虚拟矢量分布如图3所示。

由电压伏秒平衡原理可以得到各虚拟矢量的作用时间，进而得到A相输出电压在P状态的作用时间${T}_{\text{ap}}$为

(9)

$\left\{\begin{array}{l}{T}_{\text{ap}}=m\mathrm{cos}(\theta -\text{π/6)}\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{0}⩽\theta <2\text{π/3}\\ {T}_{\text{ap}}={0}_{\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }}2\text{π/3}⩽\theta <4\text{π/3}\\ {T}_{\text{ap}}=m\mathrm{cos}(\theta +\text{π/6})\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }4\text{π/3}⩽\theta <2\text{π}\end{array}\right.$

A相输出电压在N状态作用时间${T}_{\text{ap}}$与表达式一致，相位相差180°。同理可计算出B、C两相输出电压的作用时间${T}_{\text{bp}}、{T}_{\text{bn}}、{T}_{\text{cp}}、{T}_{\text{cn}}$的表达式，此处不再赘述。当合成参考电压${V}_{\text{ref}}$位于图3所示扇区时，根据最近三矢量原则，选择虚拟矢量${V}_{\text{VS1}}$、${V}_{\text{VL1}}$、${V}_{\text{VM1}}$对参考矢量进行合成，虚拟矢量PWM输出开关序列如图4所示。

2.2 改进的中点平衡控制算法

VSVPWM算法可以消除三电平逆变器中点电位的低频波动，但由于电容初始电位不平衡及电容电荷的累积效应，中点电位不平衡问题仍然存在^[14]。为解决上述问题，本文提出1种利用PI调节器在一定范围内动态调整小矢量作用时间的方法，实现了中点电位的实时、高效控制。

准Z源三电平逆变器中点平衡控制示意如图5所示。通过检测直流母线电容电压，得到中点电位偏移量，再经过PI调节器可以得到中点平衡控制因子k。因此，控制因子k是动态调节值，当中点电位累计偏差较大，或者外界干扰引起中点电位发生突变时，k值增大，可以使中点电位迅速达到平衡状态；当中点电位无明显偏移时，k值变小，也处于相位稳定状态。

由图5可知，本文所提中点平衡控制策略由中点平衡控制因子k对参考电压矢量V_ref所处扇区的小矢量时间进行调整。以参考矢量位于图3所示位置为例，可用于中点平衡控制的小矢量为ONN和POO，其作用时间由虚拟中矢量的${T}_{\text{M1}}$和虚拟小矢量的${T}_{\text{S1}}$决定。在保证参考电压伏秒平衡的基础上，只能通过调整虚拟小矢量的作用时间来完成中点平衡控制。根据图4给出的各虚拟矢量作用时间，可以得到三相参考电压作用时间与其对应关系为

(10) $\left\{\begin{array}{l} T_{\mathrm{ap}}=T_{\mathrm{L} 1}+\frac{2}{3} T_{\mathrm{M} 1}+\frac{1}{2} T_{\mathrm{S} 1} \\ T_{\mathrm{bp}}=\frac{1}{3} T_{\mathrm{M} 1} \\ T_{\mathrm{bn}}=\frac{2}{3} T_{\mathrm{M} 1}+\frac{1}{2} T_{\mathrm{S} 1} \\ T_{\mathrm{cn}}=\frac{1}{3} T_{\mathrm{M} 1}+\frac{1}{2} T_{\mathrm{S} 1} \end{array}\right.$

进一步计算出虚拟小矢量作用时间为

(11) $\frac{1}{2} T_{\mathrm{S} 1}=U_{\mathrm{cn}}-U_{\mathrm{bp}}$

小矢量ONN和POO的作用时间由${T}_{\text{ap}}、{T}_{\text{bn}}$、${T}_{\text{cn}}$三者共同决定，因此调整为

(12)

$\left\{\begin{array}{l}{T}_{\text{ap}}^{\text{'}}={T}_{\text{ap}}-k{T}_{\text{S1}}\\ {T}_{\text{bn}}^{\text{'}}={T}_{\text{bn}}-k{T}_{\text{S1}}\\ {T}_{\text{cn}}^{\text{'}}={T}_{\text{cn}}-k{T}_{\text{S1}}\end{array}\right.$

其中，中点平衡控制因子k的表达式为

(13)

$k={K}_{\text{p}}({U}_{{C}_{1}}-{U}_{{C}_{2}})+{K}_{\text{i}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{n}({U}_{{C}_{1}}-{U}_{{C}_{2}})}$

式中，${K}_{\text{p}}$和${K}_{\text{i}}$分别为PI控制器的比例和积分系数。

经过对中点平衡控制的调整后，第Ⅰ扇区第3小扇区的开关序列如图6所示。

根据上述方法，可以对VSVPWM矢量图中每个扇区对应的虚拟小矢量作用时间进行计算，得到需要调整的相电压作用时间，结果见表2，由此，通过简单的查表法即可方便地选择不同扇区进行中点平衡控制所需调节的相电压作用时间。中点平衡控制中需要注意：①在虚拟矢量图每个大扇区的第1、2小扇区中，包含了2对可以调整的小矢量，选择任意1对小矢量进行中点平衡控制即可；②每个大扇区的第3、5小扇区都存在1对可以调整的小矢量，可以通过调整表2给出的矢量作用时间进行中点电位平衡控制；③每个大扇区的第4个小扇区不存在成对出现的小矢量，为了保证伏秒平衡，在该区域不进行中点平衡控制。

3 准Z源三电平逆变器升压控制

收起

准Z源三电平逆变器通过加入上、下直通2种工作状态，实现准Z源网络的升压控制，同时增加了系统的可靠性。为了保证参考电压矢量的伏秒平衡，直通状态需要在小矢量中注入^[15-16]。本文中采用恒直通占空比的方式在小矢量中注入直通状态，避免了直通状态对中点电位的影响，保证升压后输出电压的稳定，且不增加系统的开关次数。图7给出了第Ⅰ扇区第3小扇区中开关序列直通状态注入的示意。

假设直通时间为${t}_{0}$，则对三相输出电压作用时间${T}_{x}{}_{\text{p}}、{T}_{x}{}_{\text{n}}$的最大值${T}_{x}{}_{\mathrm{max}}$和最小值${T}_{x}{}_{\text{min}}$转换为

(14)

$\left\{\begin{array}{l}{T}_{x\text{max}}^{\text{'}}={T}_{x\text{max}}^{}+{t}_{0}^{}\\ {T}_{x\text{min}}^{\text{'}}={T}_{x\text{min}}^{}-{t}_{0}^{}\end{array}\right.\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }\text{ }x=\text{a,b,c}$

式中：${T}_{x\text{max}}^{\text{'}}$和${T}_{x\text{min}}^{\text{'}}$分别为转换后的最大值和最小值。上直通状态在${T}_{x\text{max}}^{\text{'}}$和T_x_max之间注入，在图7所示的开关序列中，矢量状态由小矢量ONN，切换到上直通状态UNN，再切换到大矢量PNN，无额外的器件进行开关动作；下直通状态在${T}_{x\text{min}}^{\text{'}}$和${T}_{x}{}_{\text{min}}$之间注入，矢量状态由中矢量PON切换到下直通状态POL，再切换到小矢量POO，同样无额外的器件进行开关动作。

4 实验结果分析

收起

对本文所提出的准Z源三电平逆变器中点平衡算法进行仿真和实验验证。仿真与实验参数见表3。

图8给出了采用SVPWM算法时，通过调节小矢量作用时间实现准Z源三电平逆变器中点电位平衡时，2个直流母线电容电压${U}_{{C}_{1}}、{U}_{{C}_{2}}$及其差值$\Delta U=$${U}_{{C}_{1}}、{U}_{{C}_{2}}$的波形，其中：调制比为0.9；直通占空比为0.1。根据式(5)可以计算出直流母线电容电位为112.5 V。从图8仿真结果可以看出，虽然算法实现了三电平中点电位平衡控制与准Z源网络的升压控制，但是中点电位存在低频波动，$\Delta U$的波动范围在-5 ~ +5 V。

图9为未经中点平衡控制的直流母线电容电压波形。

在相同的仿真条件下进行实验，当实验进行到0.1 s时，采用本文提出的中点平衡算法进行控制，实验验证波形如图10所示。可以看出，在0.1 s时由于中点平衡控制因子k的作用，中点偏移立刻得到抑制，此时$\Delta U$波动范围在-1 ~ +1 V。根据所设计中点平衡控制器控制规律，改变PI调节器参数可以影响中点电位偏移对控制因子k的作用，从而改变中点电位控制效率。如图10(a)所示，当${K}_{\text{p}}$为0.1、${K}_{\text{i}}$为0.01时，中点电位在300 μs时间内达到动态平衡；调节${K}_{\text{p}}$为0.3，${K}_{\text{i}}$不变，提高平衡因子k对于中点电位偏移的敏感程度，中点电位在90 μs时间内达到平衡，如图10(b)所示。控制器参数需要根据实际系统进行调节，从而达到最佳控制效果。

图11给出了直通占空比为0.1时准Z源网络升压后波形，仿真结果符合设计要求。此时输出线电压${U}_{\text{AB}}$和三相电流波形如图12所示。

为了验证所提中点平衡算法在不同调制比和不同直通占空比下的有效性，进行了进一步的实验验证。设置初始调制比为0.80、直通占空比为0.15，在0.15 s时直通占空比下调为0.1，从仿真波形图13(a)中可以看出，准Z源网络输出电压从285.7 V下降到250.0 V，中点电位始终保持平衡状态；设置初始调制比为0.65、直通占空比为0.20，在0.15 s时直通占空比下调为0.10，从仿真波形图13(b)中可以看出，准Z源网络输出电压从333.3 V下降到250.0 V，中点电位始终保持平衡状态。

直流母线电压使用100 V，其余参数与表3一致，搭建准Z源三电平逆变器实验平台，采用Xilinx A7系列FPGA作为主控芯片对逆变器进行控制，从而进一步验证本文所提出的中点电位平衡控制算法准确性。图14给出了传统SVPWM策略和改进后VSVPWM策略下准Z源三电平逆变器的输出波形。由图14(a)可以看出，SVPWM策略可以实现中点电位的动态平衡，但存在振幅在-10 ~ +10 V范围的低频波动，从而导致线电压波形畸变大；采用提出的基于VSVPWM的中点平衡控制算法后，中点电位低频波动得到了有效抑制，如图14(b)所示。

图15给出了不同比例系数${K}_{\text{p}}$下，中点平衡效果对比波形。当比例系数设置为0.1、负载电感为450 μH、负载电阻为1.6 Ω时施加中点平衡控制算法，中点电位在1.2 ms时间内达到平衡，如图15(a) 所示；当比例系数增大到0.3、其余条件不变时，中点电位在0.5 ms时间内达到平衡，如图15(b)所示。

为进一步验证所提中点平衡控制算法的有效性，分别对不同负载和不同工作频率工况进行实验验证，实验结果如图16所示。在图16(a)中负载电感450 μH，负载电阻1.6 Ω，在运行到2 s时刻，工作频率突变为原频率的1/2，中点电位仍保持平衡，且无明显低频波动；在图16(b)中，将负载电阻更改为10 Ω，运行到2 s时，工作频率增大为原频率的2倍，此时中点电位保持平衡；准Z源三电平逆变器效率通过YOKOGAWA公司的WT5000功率分析仪进行测量，通过改变直通占空比实现准Z源网络电压在100~200 V之间的升压控制，从而得到不同输出电压下的效率波形，如图16(c)所示。在直通占空比为14.3%时，准Z源网络输出电压为140 V，此时输出频率为48.6 Hz，效率最高可达到93.5%。

5 结语

收起

本文针对准Z源三电平逆变器的工作原理特点，提出1种兼顾中点电位控制和升压控制的新型控制算法。其中，基于虚拟矢量的改进中点电位控制算法实时检测母线电容电压反馈，通过查表法对不同扇区小矢量作用时间进行调整，可以简单地实现中点电位的动态高效调整，且消除了中点电位的低频波动。本文利用恒直通占空比法注入直通信号，在不对中点电位造成影响的同时，实现了准Z源网络的升压控制。仿真实验验证了所提控制方法的有效性。本文所提控制方法对于准Z源三电平逆变器的推广应用具有一定意义。

基金

收起

国家自然科学基金资助项目(U2006222)
国家重点研发计划资助项目(2022YFB2402903)

参考文献

收起

文献

收起

参考文献引证文献

排序方式：

[1]

国家能源局. 我国可再生能源发电总装机突破14亿千瓦占比接近50%[N/OL]. http://www.nea.gov.cn/2023-11/30/c_1310753052.htm http://www.nea.gov.cn/2023-11/30/c_1310753052.htm

[2]

Habib

Khan M N

, Forouzesh

, Siwakoti

Y P

, et al. Novel high efficiency H-bridge transformerless inverter for grid-connected single-phase photovoltaic systems[C]// 2018 IEEE Region Ten Symposium (Tensymp). Sydney, NSW, Australia, 2018: 95-99.

[3]

Guo

Xiaoqiang

, Yang

Yong

, Wang

Baocheng

, et al. Leakage current reduction of three-phase Z-source three-level four-leg inverter for transformerless PV system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(7): 6299-6308.

[4]

Peng

F Z

. Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2003, 39(2): 504-510.

[5]

Loh

P C

, Lim

S W

, Gao

Feng

, et al. Three-level Z-source inverters using a single LC impedance network[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(2): 706-711.

[6]

李少峰, 郭碧翔, 程启明, 等. 基于准Z源直接矩阵变换器的新型空间矢量调制策略研究[J]. 电源学报, 2020, 18(3): 151-159.

Shaofeng

, Guo

Bixiang

, Cheng

Qiming

, et al. Research on novel space vector modulation strategy based on quasi-Z source direct matrix converter[J]. Journal of Power Supply, 2020, 18(3): 151-159. (in Chinese)

[7]

Gayen

P K

, Das

. An enhanced ultra-high gain active-switched quasi Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, 2022, 69(3): 1517-1521.

[8]

Husev

, Stepenko

, Roncero-Clemente

, et al. Single phase three-level quasi-z-source inverter with a new boost modulation technique[C]// IECON 2012 - 38th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society. Montreal, QC, Canada, 2012: 5852-5857.

[9]

Aly

, Mayorga

, Llor

A M

. A simplified SVPWM method for neutral point voltage control and common mode voltage reduction in three-level qZS T-type PV inverters[C]// 2020 IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT). Buenos Aires, Argentina, 2020: 1015-1020.

[10]

Huynh

A T

, Ho

A V

, Chun

T W

. Three-phase embedded modified-Z-source three-level T-type inverters[J]. IEEE Access, 2020, 8: 130740-130750.

[11]

姜翼展, 张经纬, 何凤有, 等. 一种开关损耗优化的Z源逆变器调制策略[J]. 电工技术学报, 2023, 38(16): 4312-4323.

Jiang

Yizhan

, Zhang

Jingwei

, He

Fengyou

, et al. A switching loss optimization modulation strategy for Z- source inverter[J]. Transaction of China Electrotechnical Society, 2023, 38(16): 4312-4323. (in Chinese)

[12]

杨清, 黄景涛, 关海平, 等. 高调制深度下三电平NPC逆变器中点电位快速均衡控制[J/OL]. 电源学报, 1-12. (2023-05-26) [2023-12-05]. https://kns.cnki.net/kcms/detail/12.1420.TM.20230524.1732.004.html. https://kns.cnki.net/kcms/detail/12.1420.TM.20230524.1732.004.html

Yang

Qing

, Huang

Jingtao

, Guan

Haiping

, et al. Fast neutral point potential balancing of three-level NPC inverter under high modulation depth[J/OL]. Journal of Power Supply:1-12. (2023-05-26) [2023-12-05]. https://kns.cnki.net/kcms/detail/12.1420.TM.20230524.1732.004.html. (in Chinese) https://kns.cnki.net/kcms/detail/12.1420.TM.20230524.1732.004.html

[13]

Jiang

Weidong

, Wang

Lei

, Wang

Jinping

, et al. A carrier-based virtual space vector modulation with active neutral- point voltage control for a neutral-point-clamped three-level inverter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2018, 65(11): 8687-8696.

[14]

Xia

Shuai

, Wu

Xiaojie

, Zheng

Jinggang

, et al. A virtual space vector PWM with active neutral point voltage control and common mode voltage suppression for three-level NPC converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2021, 68(12): 11761-11771.

[15]

Qin

Changwei

, Xing

Xiangyang

, Jiang

Ying

. Topology and space vector modulation method for the reduced switch count quasi-Z-source three-level inverter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2023, 70(5): 4332-4344.

[16]

Wang

Tao

, Wang

Xuehua

, He

Yuying

, et al. An improved quasi-Z-source three-level T-type inverter and its modulation scheme[C]// 2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC). New Orleans, LA, USA, 2020: 412-416.

2025年第23卷第2期

PDF下载

428

175

引用本文

BibTeX

文章信息

doi: 10.13234/j.issn.2095-2805.2025.2.57

接收时间：2023-12-29
首发时间：2025-07-01
出版时间：2025-03-30

补充材料

相关文章

文章信息

作者

出版历史

收稿日期：2023-12-29
修回日期：2024-02-06
录用日期：2024-03-05

基金

National Natural Science Foundation of China(U2006222)

国家自然科学基金资助项目(U2006222)

National Key Research and Development Program of China(2022YFB2402903)

国家重点研发计划资助项目(2022YFB2402903)

作者信息

¹ 山东大学工程训练中心，济南 250061

² 山东大学电气工程学院，济南 250061

³ 山东奥太电气有限公司，济南 250104

⁴ 山东大学控制科学与工程学院，济南 250061

通讯作者:

陈阿莲(1976— )，女，中国电源学会高级会员，博士，教授。研究方向：可再生能源发电技术，高压大功率多电平变换技术。E-mail：chenalian@sdu.edu.cn。

参考文献

分享链接

https://castjournals.cast.org.cn/joweb/dyxb/CN/10.13234/j.issn.2095-2805.2025.2.57

分享至

全文二维码

扫描看全文

引用本文

BibTeX

本文的引用情况

2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

关闭全屏

BibTeX
EndNote
RefWorks
TxT

持续时间	工作状态	导通器件	输出电压
${T}_{\text{NST}}$	P	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$	${U}_{\text{dc}}\text{/}2$
${T}_{\text{NST}}$	O	${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$	0
${T}_{\text{NST}}$	N	${S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{D}_{1}、{D}_{2}$	$-{U}_{\text{dc}}\text{/}2$
${T}_{\text{UST}}$	上直通	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{\text{D}}_{2}$	0
${T}_{\text{LST}}$	下直通	${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}$	0
${T}_{\text{AST}}$	全直通	${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}$	0

持续时间

工作状态

导通器件

输出电压

${T}_{\text{NST}}$

${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$

${U}_{\text{dc}}\text{/}2$

${T}_{\text{NST}}$

${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}、{\text{D}}_{2}$

${T}_{\text{NST}}$

${S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{D}_{1}、{D}_{2}$

$-{U}_{\text{dc}}\text{/}2$

${T}_{\text{UST}}$

上直通

${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{\text{D}}_{2}$

${T}_{\text{LST}}$

下直通

${S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}、{\text{D}}_{1}$

${T}_{\text{AST}}$

全直通

${S}_{X}{}_{1}、{S}_{X}{}_{2}、{S}_{X}{}_{3}、{S}_{X}{}_{4}$

大扇区	小扇区	虚拟小矢量作用时间	相电压作用时间
Ⅰ	1，2，3	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
Ⅱ	1，2，3	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
Ⅲ	1，2，3	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$
1，2，5	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅳ	1，2，3	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅴ	1，2，3	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
Ⅵ	1，2，3	${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$
1，2，5	${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$	${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$

大扇区

小扇区

虚拟小矢量
作用时间

相电压
作用时间

Ⅰ

1，2，3

${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$

${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$

1，2，5

${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$

${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$

Ⅱ

1，2，3

${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$

${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$

1，2，5

${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$

${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$

Ⅲ

1，2，3

${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$

${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cn}}$

1，2，5

${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{bp}}$

${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$

Ⅳ

1，2，3

${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$

${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bp}},{T}_{\text{cp}}$

1，2，5

${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{bp}}$

${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$

Ⅴ

1，2，3

${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{ap}}$

${T}_{\text{an}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$

1，2，5

${T}_{\text{an}}-{T}_{\text{cp}}$

${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$

Ⅵ

1，2，3

${T}_{\text{cn}}-{T}_{\text{ap}}$

${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cp}}$

1，2，5

${T}_{\text{bn}}-{T}_{\text{cp}}$

${T}_{\text{ap}},{T}_{\text{bn}},{T}_{\text{cn}}$

参数	数值
直流母线电压$U_{\mathrm{dc}} / \mathrm{V}$	200
直流母线电容$C_{1}, C_{3} / \mu \mathrm{F}$	470
准Z源电感$L_{1} \sim L_{4} / \mathrm{mH}$	2
准Z源电容$C_{2}, C_{4} / \mu \mathrm{F}$	470
PI调节器比例系数$K_{\mathrm{p}}$	0.2
PI调节器积分系数$K_{i}$	0.01
滤波电感$L / \mu \mathrm{H}$	450
负载电阻$R / \Omega$	10
载波频率${f}_{\text{s}}\text{/kHz}$	30

参数

数值

直流母线电压$U_{\mathrm{dc}} / \mathrm{V}$

200

直流母线电容$C_{1}, C_{3} / \mu \mathrm{F}$

470

准Z源电感$L_{1} \sim L_{4} / \mathrm{mH}$

准Z源电容$C_{2}, C_{4} / \mu \mathrm{F}$

470

PI调节器比例系数$K_{\mathrm{p}}$

0.2

PI调节器积分系数$K_{i}$

0.01

滤波电感$L / \mu \mathrm{H}$

450

负载电阻$R / \Omega$

载波频率${f}_{\text{s}}\text{/kHz}$