电工技术学报

参数	数值
磁板厚度B₁/mm	3.2
磁柱高度B₂/mm	6
磁心长、宽A₁/mm	43
磁柱半径r/mm	5.4
绕组宽度c/mm	5.1
绕组铜厚h/μm	70
气隙高度l_g/mm	0.52

参数	数值
磁板厚度B₁/mm	3.2
磁柱高度B₂/mm	6
磁心长、宽A₁/mm	43
磁柱半径r/mm	5.4
绕组宽度c/mm	5.1
绕组铜厚h/μm	70
气隙高度l_g/mm	0.52

参数	数值
端口1输入电容C_s/μF	200
端口2输出电容C_b/μF	100
端口3输出电容C_o/μF	100
端口1电压等级V_s/V	100
端口2电压等级V_b/V	50
端口3电压等级V_o/V	50
端口1输出功率P_s/W	1 000
端口2额定功率P_b/W	500
端口3额定功率P_o/W	500
开关频率f /kHz	250
一次侧谐振电感L_r1/μH	4
二次侧谐振电感L_r2/μH	1
励磁电感L_m/μH	14
一次侧谐振电容C_r1/nF	101.3
二次侧谐振电容C_r2/nF	405.2
Boost电感L₁/μH	50
Boost电感L₂/μH	50

参数	数值
端口1输入电容C_s/μF	200
端口2输出电容C_b/μF	100
端口3输出电容C_o/μF	100
端口1电压等级V_s/V	100
端口2电压等级V_b/V	50
端口3电压等级V_o/V	50
端口1输出功率P_s/W	1 000
端口2额定功率P_b/W	500
端口3额定功率P_o/W	500
开关频率f /kHz	250
一次侧谐振电感L_r1/μH	4
二次侧谐振电感L_r2/μH	1
励磁电感L_m/μH	14
一次侧谐振电容C_r1/nF	101.3
二次侧谐振电容C_r2/nF	405.2
Boost电感L₁/μH	50
Boost电感L₂/μH	50

参数	设计数值	实测数值
一、二次侧开关管	—	C3M0040120K
磁心材料	—	DMR95
谐振频率f /kHz	250	250
变压器电压比n	2:1	2:1
反向耦合系数M	0.25	0.22
一次侧谐振电感L_r1/μH	4	4.25
二次侧谐振电感L_r2/μH	1	1.15
激磁电感L_m/μH	14	14.52
一次侧谐振电容C_r1/nF	101.3	93.7
二次侧谐振电容C_r2/nF	405.2	348
Boost电感L₁/μH	50	51.85
Boost电感L₂/μH	50	49.71

参数	设计数值	实测数值
一、二次侧开关管	—	C3M0040120K
磁心材料	—	DMR95
谐振频率f /kHz	250	250
变压器电压比n	2:1	2:1
反向耦合系数M	0.25	0.22
一次侧谐振电感L_r1/μH	4	4.25
二次侧谐振电感L_r2/μH	1	1.15
激磁电感L_m/μH	14	14.52
一次侧谐振电容C_r1/nF	101.3	93.7
二次侧谐振电容C_r2/nF	405.2	348
Boost电感L₁/μH	50	51.85
Boost电感L₂/μH	50	49.71

双Buck-Boost-CLLC三端口变换器的磁件全集成结构及其优化设计

PDF下载

程鹤 ¹ , 李朋圣 ¹ , 徐恺 ¹ , 黄韦崴 ² , 于东升 ¹

电工技术学报 | 电力电子 2025,40(10): 3209-3223

收起

电工技术学报 | 电力电子 2025, 40(10): 3209-3223

双Buck-Boost-CLLC三端口变换器的磁件全集成结构及其优化设计

全屏

程鹤¹, 李朋圣¹, 徐恺¹, 黄韦崴², 于东升¹

作者信息

¹ 中国矿业大学电气工程学院徐州 221116

² 中国矿业大学数学学院徐州 221116

通讯作者:

李朋圣男，2000年生，硕士研究生，研究方向为多端口直流变换器。E-mail: 1417722064@qq.com

Fully Integrated Magnetic Structure and Optimized Design of Dual Buck-Boost-CLLC Three-Port Converter

He Cheng¹, Pengsheng Li¹, Kai Xu¹, Weiwei Huang², Dongsheng Yu¹

Affiliations

¹ School of Electrical Engineering China University of Mining and Technology Xuzhou 221116 China

² School of Mathematics China University of Mining and Technology Xuzhou 221116 China

出版时间: 2025-05-25 doi: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240851

文章导航

摘要

收起

为进一步提高双Buck-Boost-CLLC三端口变换器系统的效率与功率密度，该文研究其磁性元件集成和优化设计的方法，提出将拓扑中的两个Buck-Boost反向耦合电感与CLLC谐振变换器谐振腔中的两个谐振电感及变压器全集成在同一个磁性元件中。详细分析该全集成磁心结构的等效磁路模型，表明该结构可实现一定的磁通抵消而减少磁心损耗。同时对全集成磁件结构参数进行了优化设计，以有效提高变换器的效率和功率密度。最后通过搭建一台500 W的实验样机系统进行实验，结果验证了所提出的全集成磁件结构的有效性和可行性。

关键词

三端口 / 全集成 / 磁通抵消 / 优化设计

Abstract

收起

Due to its shared structure, the dual Buck/Boost-CLLC three-port converter has a simple structure and few power devices. The integrated interleaved parallel Buck/Boost unit significantly reduces input current ripple, while the integration of CLLC units endows the converter with excellent buck-boost conversion capability and soft-switching capability. However, the large number and volume of magnetic components in the shared structure are the main factors limiting the size of the power converter. Increasing the switching frequency or using magnetic integration can increase the power density of the power converter. However, in some studies, some schemes integrate two energy storage inductors and the resonant inductor in the converter to enhance coupled inductor current sharing and converter power density. Nonetheless, these schemes can only integrate full inverse coupling at a fixed duty cycle and cannot control the inverse coupling coefficient. Integration schemes with controllable coupling coefficients have been proposed, but two magnetic components remain after integration.

This paper proposes a fully integrated magnetic structure based on a dual Buck/Boost-CLLC three-port converter. By unevenly distributing the windings and establishing low reluctance paths, all magnetic components are integrated into a single magnetic element under variable duty cycle and coupling coefficient conditions. The proposed fully integrated magnetic component achieves inverse coupled inductor current sharing and ripple reduction, thereby enhancing system stability. Additionally, by integrating all magnetic components into a single magnetic element, the increased magnetic flux cancellation within the core further reduces core losses. Fig.A1 shows the proposed fully integrated magnetic structure, which consists of a cover magnetic core and a base magnetic core.

Fig.A1 Structure of the topology and fully integrated magnetic component structure

Firstly, based on the partially integrated structures and the proposed fully integrated structure, magnetic circuit models were established for both partially integrated and fully integrated magnetic components. The magnetic flux distribution and cancellation with different integration methods were compared. It is shown that the proposed fully integrated structure exhibits more magnetic flux cancellation and has lower losses. Next, the

performance-influencing parameters were analyzed, and a loss model was developed. Low losses for the fully integrated magnetic component were achieved through finite element parameterization scanning. Finally, a 500W prototype platform was built, and comparative experiments of non-integrated, partially integrated, and fully integrated magnets were conducted. Steady-state and dynamic experiments verified the feasibility of the integrated magnetic design. Efficiency and temperature comparison experiments validated the effectiveness of the integrated magnetic design.

The results show that the proposed fully integrated magnetic component maintains the same volume and footprint and exhibits more magnetic flux cancellation and uniform temperature distribution. The fully integrated magnetic component achieves an efficiency of 94.6% under full load, demonstrating higher power density and efficiency compared to non-integrated and partially integrated structures.

Key words

Three-port / fully integrated / flux cancellation / optimization design

引用本文

程鹤, 李朋圣, 徐恺, 黄韦崴, 于东升. 双Buck-Boost-CLLC三端口变换器的磁件全集成结构及其优化设计. 电工技术学报, 2025 , 40 (10) : 3209 -3223 . DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240851

He Cheng, Pengsheng Li, Kai Xu, Weiwei Huang, Dongsheng Yu. Fully Integrated Magnetic Structure and Optimized Design of Dual Buck-Boost-CLLC Three-Port Converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025 , 40 (10) : 3209 -3223 . DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240851

正文

收起

0 引言

收起

随着经济的发展，可再生能源在电力需求日益增长的现代社会中扮演着重要角色。然而由于可再生能源的间歇性和随机性等特点，为确保可再生能源发电系统中电力供应的稳定性，通常会引入储能端口来维持负载功率稳定，从而弥补可再生能源间歇性和随机性的缺点，这使得引入缓冲单元的新能源联合供电技术不断发展^[1-4]。然而传统的两端口变换器方案由于需要加入额外的储能两端口变换器，导致系统功率密度难以提高。为解决此问题，可以通过引入三端口变换器（Three-Port Converter, TPC）来取代传统的两端口变换器^[5-6]，从而显著降低成本并提高功率密度。

为了进一步提高变换器的效率及功率密度，国内外学者对直流变换器的磁集成进行了深入研究。磁集成技术可以有效减少功率磁件的数量，同时在一定程度上减少磁件整体损耗。文献[7-8]提出了一种适用于CLLC双向谐振变换器的平面矩阵式电感-变压器一体化集成结构，通过绕组的不均匀分配将谐振腔中的两谐振电感与变压器统一集成到同一磁件中，由于使用了矩阵式磁结构并添加了边角无气隙边磁柱，使得磁心板中的磁通得以抵消的同时磁通分布更加均匀，很大程度上减少了集成磁件的体积与损耗。

此外，由于在开关电源系统中需要存储和传递直流功率，其磁件中一般都会存在较大的直流偏磁，这会导致磁心利用率很低，从而限制了磁性元件体积的减小。提高开关频率是一种直观有效的实现磁件小型化的方法，但更高的频率同时也会使得磁心损耗迅速增大，因此变换器高频工作时不得不将磁心的设计裕量取得很大，这也不利于磁心利用率的提高，因此如何尽量削减磁心中的直流偏磁成为了不得不考虑的问题。文献[9]详细分析了两通道交错并联型Buck变换器磁件中存在的交直流磁通分布，并提出了一种可削减直流偏磁的集成磁件结构，通过一个E型磁心反向耦合集成了双Buck变换器中的两输出电感，不仅很大程度上削减了铁心中的直流偏磁，同时也具有稳态电流纹波小、电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）小和机械稳定性好等优点^[10-12]。

为了实现三端口直流变换器更高的功率密度和效率，文献[13-14]提出了交错并联双向Buck-Boost集成LLC-CLLC谐振型三端口直流变换器拓扑，该拓扑通过复用全桥开关单元，实现了交错并联双向Buck-Boost与全桥LLC谐振电路的集成，但这增加了磁性元件的数量和体积，限制了变换器的功率密度。文献[15]通过将双Buck-Boost-LLC三端口变换器中一次侧的两个反向耦合电感集成，同时与LLC谐振腔的谐振电感解耦集成，实现了耦合电感的均流和变换器功率密度的提升，但其电路中依然存在两个磁性元件且固定占空比的同时只能实现完全反向耦合集成，无法控制反向耦合系数。

在上述研究的基础上，本文提出了一种双Buck-Boost-CLLC三端口谐振变换器的磁集成的优化方法。在实现变换器一次侧开关管的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次侧整流管的零电流关断（Zero Current Switching, ZCS）的前提下，将拓扑中的两个Buck-Boost电感反向耦合的同时也与CLLC谐振腔的两个谐振电感及一个变压器一起集成在同一个磁性元件中。由于无绕组磁心段中的磁通存在部分磁通抵消，使得这部分磁心中磁通密度更低，从而可降低磁心损耗，并利用有限元仿真软件对全集成磁件结构参数进行了优化设计，以有效提高变换器的效率和功率密度。

1 双Buck-Boost-CLLC三端口变换器的磁集成分析与设计

收起

图1所示为双Buck-Boost-CLLC三端口直流变换器拓扑。图中，V_s为端口1电压，V_b为端口2电压，V_o为端口3即输出端口电压，L₁和L₂为集成的双向Buck-Boost中的两个储能电感，用来实现端口1与端口2之间的升降压功能，L_r1、T、L_r2分别为一次侧谐振电感、变压器以及二次侧谐振电感。由上述可知，拓扑中存在五个磁性元件，而过多的磁性元件将会严重影响变换器的效率以及功率密度，因此采用磁集成技术对多磁件变换器拓扑进行优化设计是很有必要的。

1.1 部分集成磁件

双Buck-Boost-CLLC三端口直流变换器的一种磁集成方法如图2所示。将双Buck-Boost-CLLC三端口直流变换器中的两个储能电感L₁和L₂绕组不均匀分配在两个圆柱形绕组磁柱上，通过提供的无绕组低磁阻磁柱进行反向耦合集成，实现一定的磁通抵消效果，同时也可以降低单相电感的电流纹波。这样L₁和L₂两个磁性元件被集成为一个磁件，减少了部分损耗。同样地，针对CLLC谐振变换器部分，将谐振腔中的二次侧谐振电感和变压器三个磁性元件通过在绕组磁柱上不均匀分配绕组以产生较大且可控的漏感从而集成为一个磁件。反向耦合电感与CLLC谐振腔的磁集成都可以通过控制磁心气隙的大小以及不均匀分配的绕组匝数来获得理想磁性元件感值，这样就可以将五个磁性元件集成为两个磁件，提高了变换器整体功率密度和效率^[16-18]。

图3展示了两个磁集成磁心的磁阻等效模型。变压器通过磁心左右绕组磁柱上的二次绕组不均匀分配来实现变压器和谐振电感的磁集成；两个反向耦合的储能电感通过在绕组磁柱上不均匀分配绕组，实现可控的耦合系数。根据磁路的欧姆定律，各磁柱上的磁通量可表示为

（1）$\left\{\begin{array}{l}\Phi_{1}=\frac{N_{\mathrm{P} 1} i_{\mathrm{P}}-N_{\mathrm{S} 1} i_{\mathrm{S}}}{R_{\mathrm{g} 1}} \\\Phi_{2}=\frac{N_{\mathrm{S} 2} i_{\mathrm{S}}-N_{\mathrm{P} 2} i_{\mathrm{P}}}{R_{\mathrm{g} 2}} \\\Phi_{3}=\Phi_{1}+\Phi_{2}=\frac{N_{\mathrm{P} 1} i_{\mathrm{P}}-N_{\mathrm{S} 1} i_{\mathrm{S}}}{R_{\mathrm{g} 1}}+\frac{N_{\mathrm{S} 2} i_{\mathrm{S}}-N_{\mathrm{P} 2} i_{\mathrm{P}}}{R_{\mathrm{g} 2}} \\\Phi_{4}=\frac{N_{11} i_{1}-N_{12} i_{2}}{R_{\mathrm{g} 3}} \\\Phi_{5}=\frac{N_{21} i_{1}-N_{22} i_{2}}{R_{\mathrm{g} 4}} \\\Phi_{6}=\Phi_{4}+\Phi_{5}=\frac{N_{11} i_{1}-N_{12} i_{2}}{R_{\mathrm{g} 3}}+\frac{N_{21} i_{1}-N_{22} i_{2}}{R_{\mathrm{g} 4}}\end{array}\right.$

式中，N_P1、N_P2、N_S1、N_S2为变压器磁心二次绕组在两绕组磁心柱上不均匀分配的匝数；N₁₁、N₁₂、N₂₁、N₂₂分别为两反向耦合电感在耦合电感磁心两绕组磁心柱上不均匀分配的匝数；i_P、i_S分别为变压器一次和二次电流；i₁、i₂分别为L₁和L₂绕组电流。

图4为基于部分集成的双Buck-Boost-CLLC三端口变换器拓扑。由于各磁件产生的磁通量的形状、大小及相位都不尽相同，部分集成后的磁件各绕组所产生的磁通量都通过共用的低磁阻磁柱形成闭合磁路，因此这些不同的磁通量会在低磁阻磁柱上叠加使得磁柱上的磁通量存在一定的抵消，叠加后的磁心低磁阻磁柱中的总磁通量如图4中大致磁通波形所示，其中，${{\Phi }_{\text{T1}}}$、${{\Phi }_{\text{T2}}}$为储能电感L₁与L₂在部分集成磁件中分别产生的磁通量，${{\Phi }_{\text{T}}}$为${{\Phi }_{\text{T1}}}$与${{\Phi }_{\text{T2}}}$叠加后的总磁通量，即${{\Phi }_{\text{T}}}={{\Phi }_{\text{T1}}}+{{\Phi }_{\text{T2}}}={{\Phi }_{\text{6}}}$；${{\Phi }_{\text{S1}}}$、${{\Phi }_{\text{T3}}}$、${{\Phi }_{\text{S2}}}$分别为一次侧谐振电感L_r1、励磁电感L_m与二次侧谐振电感L_r2在部分集成磁件中分别产生的磁通量，${{\Phi }_{\text{S}}}$为${{\Phi }_{\text{S1}}}$、${{\Phi }_{\text{T3}}}$及${{\Phi }_{\text{S2}}}$叠加后的总磁通量，即${{\Phi }_{\text{S}}}={{\Phi }_{\text{S1}}}+{{\Phi }_{\text{T3}}}+{{\Phi }_{\text{S2}}}={{\Phi }_{\text{3}}}$（${{\Phi }_{\text{3}}}$、${{\Phi }_{\text{6}}}$为图3中所示的低磁阻磁柱上的磁通量）。这种集成方案可以通过低磁阻磁柱中的部分磁通抵消来减少一部分磁心损耗，从而提高了变换器效率和功率密度。然而，反向耦合电感磁心和CLLC变压器磁心低磁阻中的磁通量仍相互独立，磁性元件总的磁心损耗为两个分立磁件各自总磁通所产生的损耗之和，因此磁心仍有进一步集成的空间和必要性。

1.2 全集成磁件

参考1.1节提到的部分集成磁心结构，为进一步优化，本节提出一种基于双Buck-Boost-CLLC三端口变换器的全集成磁件结构。图5展示了全集成磁件磁心结构，将双向Buck-Boost中的储能电感L₁、L₂反向耦合集成的同时和CLLC谐振腔中的变压器及其二次侧谐振电感全集成在一个磁心中。磁心整体包括带四个有绕组磁柱和九个无绕组低磁阻磁柱的底层磁心，以及顶层盖板磁心。其中对角的两个绕组磁柱对应储能电感L₁和L₂，绿色绕组为L₁在其两绕组磁柱上不均匀分配的绕组，黄色绕组为L₂在其两绕组磁柱上不均匀分配的绕组，另外两个绕组磁柱对应CLLC谐振电路中的变压器及谐振电感，蓝色绕组为变压器一次绕组在其两绕组磁柱上不均匀分配的绕组，红色绕组为变压器复变绕组在其两绕组磁柱上不均匀分配的绕组。其余九个低磁阻磁柱确保了这五个磁性元件能够顺利解耦集成。绕组磁柱上的每组绕组都可任意交换位置，集成效果不受影响。

图6展示了该全集成磁件的等效磁路模型，假设磁心材料的磁导率远高于空气且忽略空气中的漏磁通，可得到磁心的简化等效磁路模型。变压器二次绕组和储能电感绕组被对应地不均匀分配在四个磁柱上。其中，N_P1、N_P2、N_S1、N_S2、N₁₁、N₂₁、N₂₂、N₁₂为上述被不均匀分配的绕组匝数，R_g1、R_g2、R_g3、R_g4为四个有绕组磁柱气隙部分的等效磁阻，R₁、R₂、R₃、R₄为四个有绕组磁柱部分磁阻，R₀为九个无绕组磁柱简化为四个低磁阻磁柱后的等效磁阻。可得全集成磁件电感矩阵方程为

（2）$\left[ \begin{matrix} {{V}_{\text{P}}} \\ {{V}_{\text{S}}} \\ {{V}_{L\text{1}}} \\ {{V}_{L\text{2}}} \\\end{matrix} \right]=\left[ \begin{matrix} {{L}_{\text{P}}} & {{M}_{\text{PS}}} & {{M}_{\text{P}L\text{1}}} & {{M}_{\text{P}L\text{2}}} \\ {{M}_{\text{PS}}} & {{L}_{\text{S}}} & {{M}_{\text{S}L1}} & {{M}_{\text{S}L\text{2}}} \\ {{M}_{\text{P}L\text{1}}} & {{M}_{\text{S}L\text{1}}} & {{L}_{L1}} & {{M}_{L\text{1}L\text{2}}} \\ {{M}_{\text{P}L\text{2}}} & {{M}_{\text{S}L\text{2}}} & {{M}_{L\text{1}L\text{2}}} & {{L}_{L\text{2}}} \\\end{matrix} \right]\left[ \begin{matrix} \frac{\text{d}{{i}_{\text{P}}}}{\text{d}t} \\ \frac{\text{d}{{i}_{\text{P}}}}{\text{d}t} \\ \frac{\text{d}{{i}_{L\text{1}}}}{\text{d}t} \\ \frac{\text{d}{{i}_{L\text{2}}}}{\text{d}t} \\\end{matrix} \right]$

式中，V_P、V_S分别为变压器一次侧与二次侧端口电压；V_L₁、V_L₂分别为储能电感L₁与L₂绕组端口电压；L_i（i=P, S, L1, L2）为各绕组自感；M_ij（i=P, S, L1, L2，j=P, S, L1, L2，i≠j）为各绕组间的互感。如M_L₁_L₂为电感L₁与L₂之间的互感；M_PS为变压器一次绕组和二次绕组之间的互感，其他依次类推。

假设磁心材料的磁导率远大于空气的磁导率且忽略不计空气中很小的漏磁通，无绕组低磁阻磁柱的磁阻相对于开气隙的绕组磁阻来说可以忽略不计，即R₀≈0。根据图6中的二维最简磁阻模型可以推导出每个磁柱上的磁通方程为

（3）$\left\{\begin{array}{l}\Phi_{1}^{\prime}=\frac{N_{\mathrm{P} 1} I_{\mathrm{P}}-N_{\mathrm{S} 1} I_{\mathrm{S}}}{R_{\mathrm{g} 1}} \\\Phi_{2}^{\prime}=\frac{N_{\mathrm{S} 2} I_{\mathrm{S}}-N_{\mathrm{P} 2} I_{\mathrm{P}}}{R_{\mathrm{g} 2}} \\\Phi_{3}^{\prime}=\frac{N_{11} I_{1}-N_{12} I_{2}}{R_{\mathrm{g} 3}} \\\Phi_{4}^{\prime}=\frac{N_{21} I_{1}-N_{22} I_{2}}{R_{\mathrm{g} 4}}\end{array}\right.$

（4）${{\Phi }_{0}}={{{\Phi }'}_{1}}+{{{\Phi }'}_{2}}+{{{\Phi }'}_{3}}+{{{\Phi }'}_{4}}$

根据式（3）、式（4）可以推导出式（2）电感矩阵中的各电感表达式为

（5）$\left\{\begin{array}{l}L_{\mathrm{P}}=\frac{N_{\mathrm{P} 1}^{2}}{R_{\mathrm{g} 1}}+\frac{N_{\mathrm{P} 2}^{2}}{R_{\mathrm{g} 2}} \\L_{\mathrm{S}}=\frac{N_{\mathrm{S} 1}^{2}}{R_{\mathrm{g} 1}}+\frac{N_{\mathrm{S} 2}^{2}}{R_{\mathrm{g} 2}} \\L_{L 1}=\frac{N_{11}^{2}}{R_{\mathrm{g} 3}}+\frac{N_{21}^{2}}{R_{\mathrm{g} 4}} \\L_{L 2}=\frac{N_{12}^{2}}{R_{\mathrm{g} 3}}+\frac{N_{22}^{2}}{R_{\mathrm{g} 4}} \\M_{\mathrm{PS}}=-\left(\frac{N_{\mathrm{P} 1} N_{\mathrm{S} 1}}{R_{\mathrm{g} 1}}+\frac{N_{\mathrm{P} 2} N_{\mathrm{S} 2}}{R_{\mathrm{g} 2}}\right) \\M_{L 1 L 2}=-\left(\frac{N_{11} N_{12}}{R_{\mathrm{g} 3}}+\frac{N_{21} N_{22}}{R_{\mathrm{g} 4}}\right)\end{array}\right.$

（6）${{M}_{\text{PL}1}}={{M}_{\text{PL2}}}={{M}_{\text{SL}1}}={{M}_{\text{SL}2}}=0$

图7展示了全集成双Buck-Boost-CLLC三端口变换器拓扑，提出的全集成磁心中绕组磁柱的磁通量与部分集成磁心方案中绕组磁柱的磁通量完全相同，即${{{\Phi }'}_{\text{S}}}={{\Phi }_{\text{S}}}$、${{{\Phi }'}_{\text{T}}}={{\Phi }_{\text{T}}}$，不同之处在于全集成磁心的无绕组低磁阻磁柱上的磁通是部分集成中两个磁心低磁阻磁柱上两磁通的总和或做差即${{{\Phi }'}_{\text{S}}}$± ${{{\Phi }'}_{\text{T}}}={{\Phi }_{\text{S}}}\pm {{\Phi }_{\text{T}}}={{\Phi }_{\text{0}}}$（${{\Phi }_{\text{0}}}$为图6所示低磁阻磁柱上的总磁通量）。

图7中蓝色虚线${{{\Phi }'}_{\text{S}}}$表示CLLC变换器三个磁件在全集成磁件无绕组低磁阻磁柱上产生的总磁通量，红色虚线${{{\Phi }'}_{\text{T}}}$表示耦合电感在全集成磁件无绕组低磁阻磁柱上产生的总磁通量，如图7所示，两磁通${{{\Phi }'}_{\text{S}}}$和${{{\Phi }'}_{\text{T}}}$的相位差为θ（0≤θ ≤π），两磁通的幅值比为k（k>0），绿色实线${{{\Phi }'}_{\text{S}}}+{{{\Phi }'}_{\text{T}}}$波形为两者叠加后的波形。显然总磁通波形受到三角磁通和正弦磁通的幅值比k与相位差θ 的影响，但无论θ 和k的值如何，叠加后的总磁通量在0<θ <π 的范围内都会产生部分磁通抵消，从而减少磁心损耗^[19-20]。

在部分集成磁件中，两部分集成的磁性元件低磁阻磁柱中的磁通量${{\Phi }_{\text{S}}}$、${{\Phi }_{\text{T}}}$互相独立，因此可以将部分集成时其总磁通峰值看做${{\Phi }_{\text{S}}}$与${{\Phi }_{\text{T}}}$的峰值之和，由此可与全集成磁件的总磁通峰值做对比分析。图8a显示了全集成磁件低磁阻磁柱上两磁通相加前后的总磁通峰值与θ 及k的三维关系，图8b展示了两者的比值。可以看出，无论两磁通量的幅值比k是多少，随着相位差θ 从0~π 变化，叠加后的磁通量总是呈现单调减少的趋势，同时图8b中比值总是小于1（θ ≠0），这说明在磁件全集成后总是存在一定的磁通抵消，且较大的磁通相位差将带来更显著的磁通抵消，从而降低更多的磁心损耗。

在确定变换器各指标参数后，耦合电感磁件在低磁阻磁柱上产生的三角磁通和CLLC谐振腔中磁件在低磁阻磁柱上产生的正弦磁通的相位差θ 也已固定，这个相位差θ 比较小。为了实现更好的磁通抵消效果，理论上可以控制两部分磁通在低磁阻磁柱中的相对方向，如图9所示为全集成磁件低磁阻磁柱中的正弦磁通和三角磁通及其相加或相减后的总磁通波形对比，可以明显看出在两个磁通量相位差较小时，两个磁通作差后的总磁通峰值小于两磁通相加的情况，这会使得低磁阻磁柱上的总磁通量更小，即磁心的损耗更小。

图10a给出了两磁通波形相减前后的总磁通波形峰值与θ 和k的三维关系，图10b给出了两者的比值，图11给出了图10中固定相位θ 后全集成磁件低磁阻磁柱上的总磁通峰值与k的关系。

定义上述全集成方式中磁通相减的全集成方式为全集成Ⅰ（${{{\Phi }'}_{\text{S}}}-{{{\Phi }'}_{\text{T}}}$），磁通相加的集成方式定义为全集成Ⅱ（${{{\Phi }'}_{\text{S}}}+{{{\Phi }'}_{\text{T}}}$）。可以看出，合适的参数选型可以使得磁心中的总磁通得到更多的抵消。

2 全集成磁件的参数优化设计

收起

目前，传统的高频平面变压器或电感绕组损耗模型无法直接应用于所提出的全集成磁件。同时，由于磁心中磁通分布不均匀会导致理论计算磁心损耗的精度受限。因此，本节采用基于有限元仿真的结构参数扫描与优化设计方法，详细说明如下。

2.1 磁件参数优化设计

1）绕组损耗计算

为进一步降低损耗，本文采用圆柱形绕组磁柱^[21]，图12展示了单匝绕组示意图。其中，r为绕组磁柱半径，c为绕组宽度，R=r +c。

单匝绕组的直流电阻R_dc可表示为

（7）${{R}_{\text{dc}}}=\frac{\rho \times 2\text{ }\!\!\pi\!\!\text{ }}{h}\cdot \frac{1}{\ln R-\ln r}$

根据Dowell变压器高频损耗模型，绕组的交流电阻可通过直流电阻和交流电阻系数F_R来计算。交流电阻系数的计算公式为

（8）${{F}_{\text{R}}}={M}'+\frac{{{m}^{2}}-1}{3}{D}'$

其中

（9）$\left\{\begin{array}{l}M^{\prime}=\operatorname{Re}(a h \operatorname{coth}(a h)) \\D^{\prime}=\operatorname{Re}\left(2 a h \tanh \frac{a h}{2}\right) \\a=\sqrt{\frac{\mathrm{j} \omega \mu_{0} \eta}{\rho}} \\\eta=\frac{N b}{a}\end{array}\right.$

式中，m为PCB绕组的层数；$\omega $为角频率；h为绕组的铜箔厚度；N为绕组每层的匝数（这里取1）；$a$为绕组总宽度；$b$为每匝绕组宽度；$\eta $为铜箔在PCB上所占的窗口面积比值。由于每匝线圈之间的距离非常小，可以认为$\eta \approx 1$。

于是可以得到绕组的交流电阻表达式为

（10）${{R}_{\text{ac}}}={{F}_{\text{R}}}\frac{\rho \times 2\text{ }\!\!\pi\!\!\text{ }}{h}\cdot \frac{1}{\ln R-\ln r}$

从式（10）可见，绕组的交流电阻与工作频率f和铜箔厚度h有关。由于变换器工作频率已确定，且磁心尺寸远大于绕组铜厚，因此铜厚对绕组损耗影响较小，可以先行扫描优化。

图13展示了铜厚变化对绕组损耗的影响曲线。绕组损耗随铜厚增加而降低，但降低速度逐渐放缓。综合考虑损耗与成本，最终选择铜厚h=70 μm（2 oz），同时为了尽可能减小高频下绕组的临近效应以及不必要的漏感，各绕组尽可能采用交错排布方式进一步减小绕组损耗。

2）磁心损耗分析

图14展示了集成磁件的结构参数：B₁为磁心底板与盖板的厚度，B₂为磁柱高度，A₁为磁板的长度和宽度，l_g为气隙高度。基于绕组铜厚的扫描结果综合考虑后确定绕组铜厚为2 oz。磁柱高度B₂需尽量避免气隙边缘效应，即绕组距气隙应超过气隙大小的5倍左右。通过合适的耦合系数^[20-21]以及各电感参数的选取^[22-30]，将部分集成和全集成磁件绕组匝数比设计为${{N}_{\text{P}}}=12/{{N}_{\text{S}}}=6$，${{N}_{L11}}={{N}_{L22}}=$ $16/{{N}_{L12}}={{N}_{L\text{21}}}=2$。保证分立磁件的感值和总绕组匝数不变的前提下，将其绕组匝数比设为${{N}_{\text{P}}}=$ $8/{{N}_{\text{S}}}=4$，${{N}_{L\text{r}1}}=4/{{N}_{L\text{r}2}}=2$，${{N}_{L1}}={{N}_{L2}}=18$，其中${{N}_{\text{P}}}$、${{N}_{\text{S}}}$为变压器一、二次绕组匝数，${{N}_{L\text{r}1}}$、${{N}_{L\text{r}2}}$为一、二次侧谐振电感绕组匝数，${{N}_{L\text{1}}}$、${{N}_{L2}}$为两储能电感绕组匝数，磁柱上需至多放置3块2 oz铜厚PCB绕组板，板厚约为0.8 mm，气隙大小约为0.5 mm。综合考虑后将磁柱高度定为B₂=6 mm。接下来需确定磁柱半径r、绕组线宽c和磁板厚度B₁。

为保持平面变压器低高度优势，需对全集成磁件整体高度进行限制。在已确定磁柱高度B₂=6 mm的基础上，对另一关键变量B₁（磁板厚度）进行参数化扫描。图15展示了磁板厚度B₁的参数化扫描结果，结果显示磁心损耗随B₁增大而减少，但下降趋势逐渐减缓。综合考虑全集成磁件高度和磁心损耗，最终确定B₁=3.2 mm作为实验参数值。

此时，磁心尺寸中仅剩磁柱半径r和绕组线宽c待确定，因此磁心结构的优化问题转化为对（r, c）的优化。通过多组（r, c）参数扫描，得到全集成磁件不同（r, c）下对应的体积和总损耗的曲线如图16所示。实线为全集成磁件的等损耗曲线，实线与虚线的切点即为给定占地面积下的最优设计点。

综合考虑各因素，最终确定全集成磁件占地面积为1 849 mm²，切点位置为（r, c）=（5.4, 5.1），全集成磁件总损耗为7.82 W。优化后的磁心参数见表1。

2.2 全集成磁件与分立磁件仿真验证

为验证设计理论的正确性，在有限元仿真软件Ansys中使用Simplorer与Maxwell联合仿真对所设计的全集成磁件进行对比分析。Simplorer用于搭建双BuckBoost-CLLC三端口谐振变换器的外围电路，Maxwell用于搭建分立磁件、部分集成磁件、全集成磁件Ⅰ及全集成磁件Ⅱ的瞬态场仿真模型，以替代联合仿真电路中的所有磁性元件。

保持三种磁件设计的占地面积、体积以及感值一致，保持外电路参数一致，电路参数见表2。对完全分立磁件、部分集成磁件、全集成磁件Ⅰ和全集成磁件Ⅱ分别进行了单输入双输出模式下（P_s= 1 000 W，P_b=500 W，P_o=500 W）的联合仿真，由于变换器各参数都是根据此工作模式的电压及功率等级来设计的，因此在该工作模式下进行仿真对比是最具代表性以及参考价值的。

三端口关键电流波形如图17所示，取一个周期内的4个代表性时刻t₁、t₂、t₃和t₄作为图18中磁心磁通密度对比的时刻。图18中的第一列磁通密度为部分集成磁件在不同时刻的磁心磁通密度分布，第二列为全集成磁件Ⅰ（${{{\Phi }'}_{\text{S}}}-{{{\Phi }'}_{\text{T}}}$）对应时刻的磁心磁通密度分布，第三列为全集成磁件Ⅱ（${{{\Phi }'}_{\text{S}}}+{{{\Phi }'}_{\text{T}}}$）对应时刻的磁心磁通密度分布。从图中可以看出，全集成磁件因将所有磁性元件全集成到同一磁件中，在低磁阻磁柱部分存在一定的磁通抵消，这一部分中的磁通密度明显小于部分集成磁件。这就使得全集成磁件的磁心损耗更小。图19展示了不同集成结构对应的绕组电流密度分布。由于绕组相对气隙的位置不同，理论上全集成磁件的涡流损耗相较于部分集成较大，但由于绕组磁柱上的绕组和气隙的距离较大即磁柱高度B₂选择得当，部分集成和全集成磁件的绕组电流密度分布一致，绕组损耗相差不大。

图20展示了分立磁件、部分集成磁件和全集成磁件基于表2所示电路参数时工作在单输入双输出模式（P_s=1 000 W，P_b=500 W，P_o=500 W）的磁件整体损耗对比。在保持占地面积、体积以及感值和外电路参数相同的情况下，全集成磁件通过将多个磁性元件集成在一起，减少了磁件数量，与部分集成磁件相比磁心损耗降低了17.3%，绕组损耗基本不变的情况下，磁件总损耗降低了5.9%。同时，全集成Ⅰ与全集成Ⅱ的损耗分析也验证了1.2节中提到的进行叠加的磁通量其磁通方向对磁心损耗影响的理论正确性。

3 实验验证

收起

为了验证本文提出的全集成磁件的可行性，搭建了一台250 kHz/500 W的双Buck-Boost-CLLC三端口谐振变换器样机。样机使用SiC MOSFET、薄膜电容、电解电容以及全集成磁件等元器件，图21展示了实验样机平台和全集成磁心，将S₁、S₃管占空比定义为D，开关频率为f，变换器控制方式为PWM+PFM，样机工作电压与功率等级与表2中参数一致，样机具体参数见表3。接下来进行三端口变换器的单输入双输出模式（P_s=-1 000 W, P_b= 500 W, P_o=500 W）下的实验验证。

图22展示了分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件在准谐振（250 kHz）下的对比工作波形，三种集成方式的磁件都可以实现ZVS。图23展示了分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件在占空比D=0.35下的对比工作波形，由电感电流i₁、i₂对比看出，部分集成磁件与全集成磁件采用了反向耦合电感设计。

图24展示了分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件在占空比D=0.5下的对比工作波形。图25展示了分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件在占空比D=0.65下的对比工作波形。

图26展示了分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件满载切半载实验的工作波形，由此可反映磁件励磁变化特性，在端口三满载切半载时，电感电流几乎不受影响，验证了全集成磁件的可行性。

图27展示了分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件在室温满载情况下达到热稳定后的温度分布图，所提出的全集成磁件温度分布更加均匀且最高温度比分立磁件下降了约9℃，比部分集成磁件下降了约6℃，这验证了所提出的全集成磁件的磁心损耗更小。

图28为分立磁件、部分集成磁件以及全集成磁件应用于双Buck-Boost-CLLC三端口谐振变换器在单输入双输出模式下的效率曲线，效率计算公式为

（11）$\eta =\frac{{{P}_{\text{b}}}+{{P}_{\text{o}}}}{{{P}_{\text{s}}}}$

图28中，搭载全集成磁件的变换器满载时效率可达到94.6%，较部分集成提高0.1%，较分立磁件提高0.3%。

4 结论

收起

针对三端口变换器磁性元件数量多而导致变换器的效率和功率密度难以提高的问题，提出了一种双Buck-Boost-CLLC三端口谐振变换器的全集成磁件结构及其优化设计方案。通过分析多个磁件统一磁集成的可行性，将拓扑中的两储能电感反向耦合集成的同时与CLLC变压器及谐振电感一起全集成到同一磁心结构中，通过有限元仿真优化了磁心结构参数，并通过外电路联合仿真最终确定全集成磁心方案。最后搭建了一台250 kHz/500 W的实验样机，搭载全集成磁件的变换器在不同开关频率下均可实现ZVS，在满载时效率可达94.6%。所提出的全集成磁件设计在确保变换器各磁件正常运行的前提下，提升了功率密度和效率，为多磁件拓扑的集成设计提供了新的思路。

基金

收起

江苏省自然科学基金项目(BK20231500)
徐州市基础研究计划项目(KC22046)
中国矿业大学研究生教育教学改革研究与实践项目(2023YJSJG040)

参考文献

收起

文献

收起

参考文献引证文献

排序方式：

[1]

刘畅, 卓建坤, 赵东明, 等. 利用储能系统实现可再生能源微电网灵活安全运行的研究综述[J]. 中国电机工程学报, 2020, 40(1): 1-18.

Liu

Chang

, Zhuo

Jiankun

, Zhao

Dongming

, et al. A review on the utilization of energy storage system for the flexible and safe operation of renewable energy microgrids[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(1): 1-18.

[2]

李建林, 田立亭, 来小康. 能源互联网背景下的电力储能技术展望[J]. 电力系统自动化, 2015, 39(23): 15-25.

Jianlin

, Tian

Liting

, Lai

Xiaokang

. Outlook of electrical energy storage technologies under energy Internet background[J]. Automation of Electric Power Systems, 2015, 39(23): 15-25.

[3]

蒋玮, 余斌, 郁家麟, 等. 蜂巢状有源配电网中多端口能量枢纽控制策略[J]. 电力工程技术, 2023, 42(5): 70-79.

Jiang

Wei

, Yu

Bin

, Yu

Jialin

, et al. Control strategy of multi-port energy hub in honeycomb active dis- tribution network[J]. Electric Power Engineering Technology, 2023, 42(5): 70-79.

[4]

张英敏, 张婉欣, 李保宏, 等. 基于光储联合系统的电网分段恢复策略[J]. 电力工程技术, 2024, 43(4): 26-35.

Zhang

Yingmin

, Zhang

Wanxin

, Li

Baohong

, et al. Segmentation restoration strategy of power grid based on combined optical storage system[J]. Electric Power Engineering Technology, 2024, 43(4): 26-35.

[5]

高圣伟, 祝庆同. 一种独立光储发电系统用宽输入范围非隔离三端口变换器[J]. 电工技术学报, 2023, 38(4): 970-982.

Gao

Shengwei

, Zhu

Qingtong

. A wide input range non-isolated three-port converter for stand-alone PV storage power generation system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(4): 970-982.

[6]

奚磊, 崔巍. 适用于直流微网系统的新型双向三端口变换器及其控制策略[J]. 电气自动化, 2024, 46(3): 73-75, 79.

Lei

, Cui

Wei

. Novel bidirectional three-port converter for DC microgrid system and its control strategy[J]. Electrical Automation, 2024, 46(3): 73-75, 79.

[7]

李俊杰, 吴红飞, 花文敏, 等. CLLC双向谐振变换器电感-变压器矩阵式一体化集成与优化设计[J]. 中国电机工程学报, 2022, 42(10): 3720-3729.

Junjie

, Wu

Hongfei

, Hua

Wenmin

, et al. Integrated inductor-transformer matrix and optimization design of CLLC bidirectional resonant converter[J]. Pro- ceedings of the CSEE, 2022, 42(10): 3720-3729.

[8]

花文敏. 基于PCB绕组和矩阵磁集成的双向CLLC谐振变换器[D]. 南京: 南京航空航天大学, 2021.

Hua

Wenmin

. Bidirectional CLLC resonant converter based on PCB winding and matrix magnetic inte- gration[D]. Nanjing: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, 2021.

[9]

杨玉岗, 李洪珠, 王建林, 等. 可削减直流偏磁集成磁件在DC/DC变换器中的应用[J]. 中国电机工程学报, 2005, 25(11): 50-54.

Yang

Yugang

, Li

Hongzhu

, Wang

Jianlin

, et al. Research on the application of an integrated mag- netics whose DC-bias can be reduced in DC/DC converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(11): 50-54.

[10]

蒋丹, 刘福鑫, 毛韵雨, 等. 采用耦合电感的Buck/ Boost集成型三端口直流变换器[J]. 电力系统自动化, 2014, 38(3): 7-13.

Jiang

Dan

, Liu

Fuxin

, Mao

Yunyu

, et al. A Buck/ Boost integrated three-port DC-DC converter with coupled inductors[J]. Automation of Electric Power Systems, 2014, 38(3): 7-13.

[11]

杨玉岗, 李涛, 冯本成. 交错并联磁集成双向DC/DC变换器的设计准则[J]. 中国电机工程学报, 2012, 32(30): 37-45.

Yang

Yugang

, Li

Tao

, Feng

Bencheng

. Design criterion for interleaving and magnetically integrated bidirectional DC/DC converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(30): 37-45.

[12]

高圣伟, 李永宵, 田金锐, 等. 双频DC-DC变换器的磁集成技术[J]. 电工技术学报, 2024, 39(13): 4025-4036.

Gao

Shengwei

, Li

Yongxiao

, Tian

Jinrui

, et al. Magnetic integration technology of dual-frequency DC-DC converter[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2024, 39(13): 4025-4036.

[13]

申彦峰. 用于独立光伏发电系统的LLC集成型三端口直流变换器研究[D]. 秦皇岛: 燕山大学, 2015.

Shen

Yanfeng

. Research on LLC integrated three-port DC converter for independent photovoltaic power generation system[D]. Qinhuangdao: Yanshan University, 2015.

[14]

李鹏程, 张纯江, 阚志忠, 等. 软开关高增益Buck- Boost集成CLLC型直流双向变换器[J]. 中国电机工程学报, 2018, 38(11): 3295-3305.

Pengcheng

, Zhang

Chunjiang

, Kan

Zhizhong

, et al. An integrated Buck-Boost CLLC bidirectional DC converter with high gain and soft switching[J]. Proceedings of the CSEE, 2018, 38(11): 3295-3305.

[15]

李洪珠, 罗帅. 磁集成双Buck/Boost-LLC三端口DC-DC变换器[J]. 电机与控制学报, 2022, 26(5): 125-134.

Hongzhu

, Luo

Shuai

. Magnetically integrated dual Buck/Boost-LLC three-port DC-DC converter[J]. Electric Machines and Control, 2022, 26(5): 125- 134.

[16]

D’Antonio

, Chakraborty

, Khaligh

. Planar transformer with asymmetric integrated leakage inductance using horizontal air gap[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2021, 36(12): 14014-14028.

[17]

汪航, 安少亮, 常天豪, 等. 基于CLLC谐振变换器的磁集成变压器优化设计[J]. 电力电子技术, 2023, 57(2): 95-97.

Wang

Hang

, An

Shaoliang

, Chang

Tianhao

, et al. Optimization design of magnetically integrated trans- former based on CLLC resonant converter[J]. Power Electronics, 2023, 57(2): 95-97.

[18]

Qunfang

, Jiang

Menghan

, Sun

Zhifeng

, et al. An internal magnetic core termination integration method for LLC four-elemental matrix transformer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2023, 38(11): 13573-13579.

[19]

Liu

Yue

, Wu

Hongfei

, Ge

Zixian

, et al. Magnetic integration for multiple resonant converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2023, 70(8): 7604-7614.

[20]

Alaql

, Batarseh

. A Boost and LLC resonant-based three-port DC-DC converter[C]//2021 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Vancouver, BC, Canada, 2021: 2118-2122.

[21]

Wong

P L

, Wu

, Xu

Peng

, et al. Investigating coupling inductors in the interleaving QSW VRM[C]// APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (Cat. No.00CH37058), New Orleans, LA, USA, 2000: 973-978.

[22]

Gao

Yihan

, Zhou

, Ding

Qiang

, et al. Power decoupling three-port converter with integrated trans- former[C]//2022 IEEE International Power Elec- tronics and Application Conference and Exposition (PEAC), Guangzhou, China, 2022: 817- 821.

[23]

Wang

Zhiqing

, Luo

Quanming

, Wei

Yuqi

, et al. Topology analysis and review of three-port DC-DC converters[J]. IEEE Transactions on Power Electro- nics, 2020, 35(11): 11783-11800.

[24]

王芷晴. PWM+变电感控制LLC三端口DC/DC变换器研究[D]. 重庆: 重庆大学, 2020.

Wang

Zhiqing

. Study on LLC three-port DC/DC converter with PWM+variable inductor control[D]. Chongqing: Chongqing University, 2020.

[25]

程鹤, 徐恺, 李朋圣, 等. 三相CLLC谐振变换器磁集成平面变压器设计与优化[J]. 电工技术学报, 2024, 39(12): 3774-3786.

Cheng

, Xu

Kai

, Li

Pengsheng

, et al. Design and optimization of three-phase CLLC resonant converter with magnetic integrated planar transformer[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(12): 3774-3786.

[26]

周国华, 邱森林, 张小兵. 宽增益高效率级联式四开关Buck-Boost LLC变换器[J]. 电工技术学报, 2024, 39(4): 1103-1115.

Zhou

Guohua

, Qiu

Senlin

, Zhang

Xiaobing

. Wide gain and high efficiency cascaded four-switch Buck- Boost LLC converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2024, 39(4): 1103-1115.

[27]

李加明, 任小永, 周治成, 等. 基于谐振网络优化的双向LLC-DCX多模块并联系统均流优化研究[J]. 电工技术学报, 2023, 38(10): 2720-2730, 2756.

Jiaming

, Ren

Xiaoyong

, Zhou

Zhicheng

, et al. Research on current sharing optimization of bidi- rectional LLC-DCX multi-module parallel system based on resonant network optimization[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2023, 38(10): 2720-2730, 2756.

[28]

赵剑, 张哲, 李召端, 等. 三端口CLLC固态变压器的设计与优化[J]. 电工技术学报, 2024, 39(23): 7542-7553.

Zhao

Jian

, Zhang

Zhe

, Li

Zhaoduan

, et al. Design and optimization of three-port CLLC solid-state trans- former[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(23):7542-7553.

[29]

张新闻, 刘文泽, 杨树德, 等. MOSFET输出电容对CLLLC谐振变换器模型的优化[J]. 电工技术学报, 2024, 39(22): 7228-7238.

Zhang

Xinwen

, Liu

Wenze

, Yang

Shude

, et al. Optimization of CLLLC resonant converter modeling by MOSFET output capacitance[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(22): 7228-7238.

[30]

赵永秀, 刘泽伟, 王崇杰, 等. 变模态倍压型LLC谐振变换器多目标参数优化[J]. 电工技术学报, 2024, 39(22): 7139-7153.

Zhao

Yongxiu

, Liu

Zewei

, Wang

Chongjie

, et al. Multi objective parameter optimization of variable mode voltage doubling LLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2024, 39(22): 7139-7153.

2025年第40卷第10期

PDF下载

254

引用本文

BibTeX

文章信息

doi: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240851

接收时间：2024-05-23
首发时间：2025-11-12
出版时间：2025-05-25

补充材料

相关文章

文章信息

作者

出版历史

收稿日期：2024-05-23
修回日期：2024-07-02

基金

江苏省自然科学基金项目(BK20231500)

徐州市基础研究计划项目(KC22046)

中国矿业大学研究生教育教学改革研究与实践项目(2023YJSJG040)

作者信息

¹ 中国矿业大学电气工程学院徐州 221116

² 中国矿业大学数学学院徐州 221116

通讯作者:

李朋圣男，2000年生，硕士研究生，研究方向为多端口直流变换器。E-mail: 1417722064@qq.com

参考文献

分享链接

https://castjournals.cast.org.cn/joweb/dgjsxb/CN/10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240851

分享至

全文二维码

扫描看全文

引用本文

BibTeX

本文的引用情况

2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

关闭全屏

BibTeX
EndNote
RefWorks
TxT

参数	数值
磁板厚度B₁/mm	3.2
磁柱高度B₂/mm	6
磁心长、宽A₁/mm	43
磁柱半径r/mm	5.4
绕组宽度c/mm	5.1
绕组铜厚h/μm	70
气隙高度l_g/mm	0.52

参数

数值

磁板厚度B₁/mm

3.2

磁柱高度B₂/mm

磁心长、宽A₁/mm

磁柱半径r/mm

5.4

绕组宽度c/mm

5.1

绕组铜厚h/μm

气隙高度l_g/mm

0.52

参数	数值
端口1输入电容C_s/μF	200
端口2输出电容C_b/μF	100
端口3输出电容C_o/μF	100
端口1电压等级V_s/V	100
端口2电压等级V_b/V	50
端口3电压等级V_o/V	50
端口1输出功率P_s/W	1 000
端口2额定功率P_b/W	500
端口3额定功率P_o/W	500
开关频率f /kHz	250
一次侧谐振电感L_r1/μH	4
二次侧谐振电感L_r2/μH	1
励磁电感L_m/μH	14
一次侧谐振电容C_r1/nF	101.3
二次侧谐振电容C_r2/nF	405.2
Boost电感L₁/μH	50
Boost电感L₂/μH	50

参数

数值

端口1输入电容C_s/μF

200

端口2输出电容C_b/μF

100

端口3输出电容C_o/μF

100

端口1电压等级V_s/V

100

端口2电压等级V_b/V

端口3电压等级V_o/V

端口1输出功率P_s/W

1 000

端口2额定功率P_b/W

500

端口3额定功率P_o/W

500

开关频率f /kHz

250

一次侧谐振电感L_r1/μH

二次侧谐振电感L_r2/μH

励磁电感L_m/μH

一次侧谐振电容C_r1/nF

101.3

二次侧谐振电容C_r2/nF

405.2

Boost电感L₁/μH

Boost电感L₂/μH

参数	设计数值	实测数值
一、二次侧开关管	—	C3M0040120K
磁心材料	—	DMR95
谐振频率f /kHz	250	250
变压器电压比n	2:1	2:1
反向耦合系数M	0.25	0.22
一次侧谐振电感L_r1/μH	4	4.25
二次侧谐振电感L_r2/μH	1	1.15
激磁电感L_m/μH	14	14.52
一次侧谐振电容C_r1/nF	101.3	93.7
二次侧谐振电容C_r2/nF	405.2	348
Boost电感L₁/μH	50	51.85
Boost电感L₂/μH	50	49.71

参数

设计数值

实测数值

一、二次侧开关管

—

C3M0040120K

磁心材料

—

DMR95

谐振频率f /kHz

250

变压器电压比n

2:1

反向耦合系数M

0.25

0.22

一次侧谐振电感L_r1/μH

4.25

二次侧谐振电感L_r2/μH

1.15

激磁电感L_m/μH

14.52

一次侧谐振电容C_r1/nF

101.3

93.7

二次侧谐振电容C_r2/nF

405.2

348

Boost电感L₁/μH

51.85

Boost电感L₂/μH

49.71