电工技术学报

开关管	正半工频周期	负半工频周期
一次侧	S₁, S₂	ZVS	ZVS
S₃, S₄	硬开关	硬开关
二次侧	Q₁, Q₆	ZCS	ZVS
Q₂, Q₅	ZVS	ZCS
Q₃, Q₇	ZVS	长通
Q₄, Q₈	长通	ZVS

开关管	正半工频周期	负半工频周期
一次侧	S₁, S₂	ZVS	ZVS
S₃, S₄	硬开关	硬开关
二次侧	Q₁, Q₆	ZCS	ZVS
Q₂, Q₅	ZVS	ZCS
Q₃, Q₇	ZVS	长通
Q₄, Q₈	长通	ZVS

参数	数值 (型号)
输入电压V_pv/V	22~55
输入电容C_in/μF	100
开关频率f_sw/kHz	50
一次侧开关管S₁~S₄	STH240N10F7-2
二次侧开关管Q₁~Q₈	C3M0160120D
Boost升压电感L_b1, L_b2/μH	330
解耦电容C_d/μF	1 500
高频变压器	电压比n	8
漏感L_lk/μH	0.25
励磁电感L_m/μH	186
输出滤波电感	L_f1, L_f2/μH	3 600
L_f3, L_f4/μH	68
输出滤波电容C_o1, C_o2/μF	3.3
并网运行	AB相间电网电压有效值v_g/V	220 (50 Hz)
最大输出功率P_omax/W	600
离网运行	AB相间输出电压有效值v_o/V	220 (50 Hz)
A、B相输出电压有效值v_o1, v_o2/V	110 (50 Hz)

参数	数值 (型号)
输入电压V_pv/V	22~55
输入电容C_in/μF	100
开关频率f_sw/kHz	50
一次侧开关管S₁~S₄	STH240N10F7-2
二次侧开关管Q₁~Q₈	C3M0160120D
Boost升压电感L_b1, L_b2/μH	330
解耦电容C_d/μF	1 500
高频变压器	电压比n	8
漏感L_lk/μH	0.25
励磁电感L_m/μH	186
输出滤波电感	L_f1, L_f2/μH	3 600
L_f3, L_f4/μH	68
输出滤波电容C_o1, C_o2/μF	3.3
并网运行	AB相间电网电压有效值v_g/V	220 (50 Hz)
最大输出功率P_omax/W	600
离网运行	AB相间输出电压有效值v_o/V	220 (50 Hz)
A、B相输出电压有效值v_o1, v_o2/V	110 (50 Hz)

参数	文献[30]中的拓扑	本文拓扑
输入电压范围/V	25~50	22~55
MPP电压/V	36	48
开关频率/kHz	40	50
输出电压有效值/V	110	220
额定功率/W	350	600
峰值效率(%)	92.6	93.28
输入侧二倍频功率解耦	是	是
离网应用	否	是
兼容单相三线制配线	否	是

参数	文献[30]中的拓扑	本文拓扑
输入电压范围/V	25~50	22~55
MPP电压/V	36	48
开关频率/kHz	40	50
输出电压有效值/V	110	220
额定功率/W	350	600
峰值效率(%)	92.6	93.28
输入侧二倍频功率解耦	是	是
离网应用	否	是
兼容单相三线制配线	否	是

具有二倍频功率解耦能力的单相电压源型高频链式微型逆变器

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李学文 ¹ , 刘佳 ¹ , 吉芳超 ¹ , 曹学谦 ² , 刘进军 ¹

电工技术学报 | 电力电子 2025,40(12): 3917-3930

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电工技术学报 | 电力电子 2025, 40(12): 3917-3930

具有二倍频功率解耦能力的单相电压源型高频链式微型逆变器

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李学文¹, 刘佳¹, 吉芳超¹, 曹学谦², 刘进军¹

作者信息

¹ 西安交通大学电气工程学院西安 710049

² 上海正泰电源系统有限公司上海 201600

李学文男，1993年生，博士研究生，研究方向为高效率高频逆变器的拓扑和控制方法、软开关调制技术等。E-mail: xuewen.li@stu.xjtu.edu.cn

通讯作者:

刘佳男，1986年生，副教授，博士生导师，研究方向为电力电子装置及其与电网的相互作用的建模、分析与控制、新能源发电及其主动支撑技术、分布式发电与微电网技术、电能质量与谐波控制等。E-mail: jia.liu@xjtu.edu.cn

A Single-Phase Voltage-Source High-Frequency-Link Microinverter with Double-Line-Frequency Power Decoupling Ability

Xuewen Li¹, Jia Liu¹, Fangchao Ji¹, Xueqian Cao², Jinjun Liu¹

Affiliations

¹ School of Electrical Engineering Xi’an Jiaotong University Xi’an 710049 China

² Chint Power Systems Co. Ltd Shanghai 201600 China

出版时间: 2025-06-25 doi: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240919

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摘要

收起

传统反激式光伏微型逆变器由于变压器单向励磁、电流源输出特性、配线方式兼容性较差等问题，难以满足对微型逆变器日益增加的功率等级及多场景应用的需求。为了解决这些问题，该文提出一种新型单相电压源型光伏微型逆变器。该逆变器基于高频链结构，其变压器为双向励磁，能够满足更高功率等级需求，以实现高功率密度；输出接LC滤波器，呈现电压源型特性，从而能实现构网型控制；具有分相结构，兼容单相两线制和单相三线制低压配电网。在此基础上，该逆变器在变压器一次侧将Boost电路的开关管与全桥电路开关管进行整合复用，拓宽了输入电压范围，并具备二倍频功率解耦能力，降低了电路对大容量电容的需求。针对该拓扑，该文提出相应的软开关调制策略、关键参数的设计方法以及跟网/构网双模式控制策略。最后，通过600 W实验样机验证了该拓扑及调制和控制策略的有效性。

关键词

光伏逆变器 / 高频隔离 / 分相结构 / 二倍频功率解耦

Abstract

收起

In distributed residential photovoltaic (PV) power generation systems, microinverters have attracted significant attention due to their benefits, including component-level maximum power point tracking (MPPT), plug-and-play flexibility, and high security. However, most existing microinverters are designed for grid-connected applications and are primarily suited for single-phase two-wire systems. Additionally, the intrinsic double-line-frequency power fluctuation problem greatly limits the increase in power density and reliability of microinverters. This paper proposes a novel voltage-source high-frequency-link (HFL) microinverter with double-line-frequency power decoupling capability, which is compatible with various single-phase distribution grids.

On the primary side of the proposed microinverter, a Boost converter is integrated with the full bridge of the HFL microinverter by sharing the switches. The integration has high voltage gain and additional double- line-frequency power decoupling capability. On the secondary side, a novel structure with three-wire output is proposed to be compatible with single-phase two-wire and single-phase three-wire power systems. Due to its voltage-source-inverter (VSI) characteristics, the proposed microinverter is suitable for grid-connected and islanded applications.

This paper introduces the circuit structure of the proposed microinverter. A soft-switching modulation is proposed along with its logic implementation. Operation modes during a switching cycle and the soft-switching characteristics of each switch are analyzed. The proposed microinverter features a three-wire output, and the two phase-to-neutral output voltages are auto-balanced. Therefore, the specific balancing theory is also analyzed. The double-line-frequency power decoupling principle is presented and analyzed. To meet the required input voltage range and ensure acceptable voltage stress on switching devices, design considerations for key circuit parameters are presented, including the turns ratio of the high-frequency transformer (HFT), the average value of the decoupling capacitor voltage, the inductance of Boost inductor, and the capacitance of the decoupling capacitor.

Moreover, grid-connected and islanded closed-loop control strategies are proposed. Finally, a 600 W prototype is built to verify the proposed topology and strategies. Steady-state and dynamic test results for grid-connected and islanded operations are provided.

The following conclusions can be drawn. (1) The proposed microinverter achieves high gain and double-line-frequency power decoupling, resulting in a 22 V to 55 V wide input voltage and an MPPT efficiency above 99% with a 100μF input capacitance. (2) A special three-wire output is proposed for single-phase two-wire and single-phase three-wire distribution grids, with the two phase-to-neutral voltages auto-balanced without dedicated control. (3) The proposed microinverter operates in both grid-tied and islanded applications, and the closed-loop control strategies ensure stable steady-state operation and fast dynamic response.

Key words

Photovoltaic inverter / high-frequency-link / split-phase / double-line-frequency power decoupling

引用本文

李学文, 刘佳, 吉芳超, 曹学谦, 刘进军. 具有二倍频功率解耦能力的单相电压源型高频链式微型逆变器. 电工技术学报, 2025 , 40 (12) : 3917 -3930 . DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240919

Xuewen Li, Jia Liu, Fangchao Ji, Xueqian Cao, Jinjun Liu. A Single-Phase Voltage-Source High-Frequency-Link Microinverter with Double-Line-Frequency Power Decoupling Ability[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025 , 40 (12) : 3917 -3930 . DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240919

正文

收起

0 引言

收起

随着全球能源危机加剧，光伏、风力等新能源发电受到越来越多的关注。在光伏发电系统中，以整个县区光伏为代表的分布式光伏也得到了迅速发展，特别是在美国、日本等独栋式住宅较多的国家，分布式光伏展现出较强的市场竞争力^[1]。单相微型逆变器（以下简称“微逆”）作为分布式光伏系统中的一种新兴解决方案，因其具有组件级最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking, MPPT）、即插即用灵活性和高安全性等优势，在户用光伏等中、小功率应用场景中广受关注^[2-4]。

随着微逆在分布式光伏市场中的占比逐渐增加，对微逆多场景适用性、配线方式高兼容性的需求也随之增加。除了要求微逆能满足常规的并网应用需求之外，在一些离网应用场景，如大电网发生故障、无电网的乡村或海岛等，也希望微逆能够脱离电网独自运行支撑本地负载，这就要求微逆兼备并网和离网运行能力^[5]。然而，目前大多数的传统微逆都基于电流源型逆变器，只适用于并网运行，难以在离网应用时独立支撑电压；另一方面，美国、日本等重要的分布式光伏市场通常采用单相三线制低压配线，然而目前传统的微逆只有两线输出，在用于单相三线制配线时，需要增加额外的分相变压器或者平衡器，导致微逆系统的成本和体积增加^[6-8]。

传统的反激式微逆具有结构简单、成本低、控制简单等特点，被广泛研究和应用。然而，由于反激式微逆中变压器磁心利用率低，逆变器的功率等级受到了很大限制，通常只用于300 W以下的应用^[9-11]。随着光电转换效率的提升，单光伏组件的功率等级逐渐增大，反激式微逆的局限性愈发突出。并且，反激式微逆输出接CL滤波器，呈现电流源型拓扑特性，难以应用于离网场景。

近年来，基于高频链（High Frequency Link, HFL）结构的微逆受到越来越多的关注和研究^[12-26]。HFL微逆的一次侧变换器通常采用半桥、全桥和推挽等对称电路结构，高频变压器双向励磁，磁心利用率高，有利于实现微逆的高功率等级和高功率密度的需求。HFL微逆进一步可划分为双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）型^[12-17]和矩阵型^[18-26]。其中，与DAB型DC-DC变换器类似，DAB型HFL微逆也存在固有的功率回流问题，会降低逆变器的转换效率。更重要的是，DAB型HFL微逆也属于电流源型拓扑，不利于构网功能的实现。相对而言，矩阵型HFL微逆为电压源型拓扑，既能在跟网型控制下并网运行，也能应用构网型控制实现离网运行。然而，现有HFL微逆缺少适配单相三线制配线的研究。

此外，HFL微逆中的升压转换通常由高频变压器实现。然而当逆变器输入电压范围较宽时，高频变压器需要设计较高的匝数比，导致其寄生参数增大，转换效率降低，进而导致交流侧开关器件电压应力增大。同时，与其他单相逆变器一样，由于直流侧输入和交流侧输出之间的瞬时功率不平衡，HFL微逆中也存在固有的二倍频功率波动，为了缓冲这种波动功率，通常需要在光伏输入侧接入大容量电解电容，从而导致微逆的功率密度和可靠性降低。因此，为了提升逆变器电压增益并降低对电解电容的依赖，一些具有二倍频功率解耦能力的微逆被提出^[27-30]。这些拓扑通过将Boost电路的开关管与逆变器拓扑中的开关管进行整合复用，在不增加额外开关管的条件下，提升了逆变器的电压增益，并使其具备了光伏侧二倍频功率解耦的潜力。文献[27]提出了一种将Boost电路与半桥DC-DC电路的开关管进行整合的拓扑，通过对输入电流的控制，将输入侧的二倍频功率纹波转移到了中间直流母线，从而实现了光伏侧的二倍频功率解耦。文献[28 -30]也采用了类似的思路，将Boost电路与双有源桥DC-DC电路整合。但以上这些拓扑都基于两级式拓扑，结构相对复杂，限制了逆变器功率密度提升。

为了满足微逆的并/离网多场景应用需求，适配单相三线制配线，实现输入侧的二倍频解耦，本文基于矩阵型HFL结构提出一种新型单相电压源型微逆。本文提出的微逆的主要特征在于：

（1）该拓扑具有独特的分相输出结构，无需额外的分相变压器或平衡器，即可同时适配单相两线制和单相三线制配线，简化了系统结构，降低了成本和体积。

（2）具有电压源型拓扑特性，结合跟网/构网双模式控制，既能并网运行，又能离网独立支撑本地负载，提高了微逆系统的适用性和灵活性。

（3）通过一次侧Boost电路与全桥逆变电路开关管的整合复用，拓宽了输入电压范围，实现了光伏侧的二倍频功率解耦，降低了对大容量电解电容的依赖，提升了微逆的功率密度和可靠性。

针对提出的逆变器，本文首先介绍了其电路结构；其次对提出的相应调制策略进行介绍并详细分析开关周期内的具体工作模态和特性；再次对该逆变器的软开关特性及输出电压均衡原理进行了分析，并介绍了二倍频功率解耦实现和关键电路参数的设计方法，为了使其满足并网工作与离网独立运行的应用需求，分别提出了对应的跟网和构网闭环控制策略；最后基于600 W样机的实验结果验证了本文提出的拓扑和控制的有效性。

1 新型HFL微逆工作原理

收起

本文提出的新型HFL微逆原理如图1所示。变压器一次侧电路由输入电容C_in、全桥电路开关管S₁~S₄、解耦电容C_d和升压电感L_b1、L_b2组成，电感L_b1、L_b2分别与全桥电路的两个桥臂相连构成交错并联Boost电路。二次侧电路包括由开关管Q₁~Q₈构成的具有三线输出结构的周波变换器以及电感L_f1~L_f4和输出电容C_o1、C_o2构成的两个对称LCL输出滤波器。一个双绕组高频变压器将一次侧电路和二次侧电路连接起来，其中，L_k为变压器等效漏感，N_p、N_s分别为变压器一、二次绕组匝数。图1中，v_C_d为解耦电容电压；i_L_b1、i_L_b2分别为两个Boost电感的电流，i_L_b为其总电流；v_p、v_s分别为全桥电路与变压器二次侧的端口电压；n为变压器电压比；i_p、i_s分别为变压器一次、二次电流；v_o1、v_o2、v_o分别为A相、B相及AB相间的输出电压。

当该逆变器应用于图1b所示单相两线制配电系统时，无需连接输出中线，输出形式与传统单相逆变器一致。而当该逆变器应用于图1c所示的单相三线制配电系统时，输出中线可以直接与负载中线和电网中线连接，且逆变器的两相电压能够实现自然均衡。

1.1 提出的调制策略

图2为针对该HFL逆变器拓扑提出的调制策略的开关管驱动波形与逻辑电路实施方案。图2中，调制波m_ac和m_dc分别用于产生二次侧周波变换器和一次侧全桥变换器的驱动信号。

正半工频周期内，正弦波参考的绝对值|m_ac|和具有二倍频波动的直流参考m_dc分别与锯齿载波v_saw进行比较，产生中间信号U_k1和U_k2；v_saw上升沿二分频后得到信号U_squ，而后U_squ及其“非”信号

U ¯ squ

分别和U_k2相“与”后得到开关管S₁、S₃的驱动信号

G ¯ S1

、G_S3，开关管S₂、S₄的驱动信号

G ¯ S2

、G_S4；U_squ和

U ¯ squ

分别同U_k1相“与”后得到开关管Q₂、Q₃的驱动信号G_Q2、

G ¯ Q3

，开关管Q₅、Q₇的驱动信号G_Q5、

G ¯ Q7

；U_squ和

U ¯ squ

分别同

U k1

的“非”信号

U ¯ k1

相“与”再分别取反后得到开关管Q₁、Q₆的驱动信号G_Q1、G_Q6；m_ac直接与零电平比较后得到开关管Q₄、Q₈的驱动信号G_Q4、G_Q8。负半工频周期内，有着相似的实现逻辑，这不再赘述。

以上调制策略中，每半个工频周期内开关管Q₃、Q₄、Q₇、Q₈中的两个开关管总是保持长通，这将帮助减少开关管的开关损耗。需要注意的是，一次侧桥臂开关管间需要设置死区时间以防止直通，二次侧桥臂开关管之间需要设置重叠时间，用以保证二次侧桥臂换相时输出电感电流存在续流路径，避免因此产生电压尖峰。

1.2 工作模态分析

图3为开关频率尺度下的关键波形，图4为对应的具体工作模态。

模态1 [t₀, t₁

)

：如图4a所示，t₀时刻之前，电路已经进入稳态，一次侧开关管S₁、S₄导通，S₂、S₃关断，二次侧开关管Q₃、Q₄、Q₆~Q₈导通，Q₁、Q₂、Q₅关断，在此模态，Boost电感L_b1与输入电源通过开关管S₁共同向解耦电容放电，而电感L_b2则经开关管S₄存储能量，输出电感L_f1、L_f2分别经由Q₃、Q₄与Q₇、Q₈桥臂进行续流，输出端口电压v_ab被钳位到零电平。t₁时刻，开关管Q₁导通，开关管Q₃关断，电路进入下一个工作模态。

模态2 [t₁, t₂

)

：如图4b所示，t₁时刻，开关管Q₂、Q₃的体二极管受正向偏置电压而导通，此模态开关管Q₁虽然已经导通，但输出端电压依然被钳位在零电平，意味着此模态将会导致占空比丢失。二次电流i_s逐渐增大，直到与电感电流i_L_f1相等，此时Q₃管的体二极管受反向偏置电压而关断，电路进入模态3。

模态3 [t₂, t₃

)

：如图4c所示，此阶段功率开始从输入侧传递到输出侧，输出端口电压v_ab≈nv_C_d，输出电感电流逐渐增大。t₃时刻，开关管S₄关断，电路进入下一模态。

模态4 [t₃, t₄

)

：如图4d所示，t₃时刻开关管S₄、Q₂、Q₆关断，Q₃体二极管导通，其余开关管状态与模态3一致。开关管S₄的输出电容开始充电，而开关管S₂的输出电容开始放电，此模态电压v_ab被钳位到零电平，二次侧电路进入续流状态。

模态5 [t₄, t₅

)

：t₄时刻，开关管S₄和开关管S₂的输出电容分别完成充电和放电，开关管S₂体二极管导通，此后漏感电流i_p将经由开关管S₂的体二极管与开关管S₁进行续流。因此，S₂的零电压软开关（Zero-Voltage Switching, ZVS）开通条件得以实现。

模态6 [t₅, t₆

)

：t₅时刻，开关管S₂零电压导通，漏感电流i_p继续经由开关管S₁和S₂进行续流，Boost电感L_b1、L_b2与输入电源共同向解耦电容充电。

模态7 [t₆, t₇]：t₆时刻，开关管S₁关断，漏感电流i_p继续续流，而后在t₇时刻开关管S₃导通，电路将进入负半开关周期的工作模态，具体的工作模态与正半周相似，这里不再赘述。

1.3 软开关分析

根据以上分析可知，模态3结束后，开关管S₄关断，开关管S₂的体二极管在Boost电感电流i_L_b2和漏感电流i_p共同作用下导通，实现S₂的ZVS开通条件。类似地，S₁也能实现自然的ZVS开通。而S₃、S₄用于对Boost电感储能，在这为硬开关状态。

正半工频周期内，开关管Q₄、Q₈处于长通状态，其开关损耗可以忽略。模态2开始时，Q₂体二极管导通，实现了Q₂的ZVS条件。模态4开始时，Q₂关断，Q₃体二极管导通，实现其ZVS条件，模态4结束时，Q₆关断，由于此时支路电流为0，因此Q₆实现了自然的零电流关断（Zero Current Switching, ZCS）。由于二次侧电路完全对称，Q₁~Q₄与Q₅~Q₈的软开关管特性一致，各开关管的软开关特性见表1。

1.4 输出电压自然均衡原理

在如图1c所示的单相三线制配线应用中，A相、B相以及A、B相间均可以带负载。当微逆并网运行时，由于电网容量很大，不平衡的用户负载不会对输出电压造成严重的影响。然而，当微逆断开电网独立运行给负载供电时，由于其容量有限，不平衡负载将造成两相输出电压不均衡，导致负载工作异常，甚至损坏。在此应用场景下，传统的分相逆变器常采用增加有源电压均衡电路的方式，主动控制不平衡电流，实现两相输出电压均衡，然而这势必会增加逆变器的成本和控制复杂度。本文所提出的HFL微逆无需增加额外的电路和控制，即可实现A相和B相输出电压自然均衡。

图5给出了二次侧周波变换器在正半工频周期内离网带极端不平衡负载的等效电路，其中A相带载、B相开路。根据以上的工作模态分析，v_an和v_bn可以等效为两个高频方波电压源，其幅值相同，即|v_an|=|v_bn|≈nv_C_d。此外，由于逆变器开关频率远高于工频，一个开关周期内v_an和v_bn的占空比大致相等。因此，一个开关周期内v_an和v_bn的平均值可以认为是相同的。

除此之外，由于开关管Q₁~Q₄和Q₅~Q₈都是采用统一调制波进行调制，v_an和v_bn在工频周期内也保持平衡。综上所述，v_an和v_bn等效为两个幅值相同、相位相反的电压源，因此即使A相和B相负载不平衡，其输出电压仍然能保持自然均衡。

2 二倍频功率解耦与关键电路参数设计

收起

2.1 输入侧二倍频功率解耦实现

光伏应用中，输入侧电压波动会直接影响光伏板的转换效率，输入电容上的纹波电压越小，光伏板能实现的MPPT转换效率越高，为了抑制输入电压纹波，传统的单级式微逆需采用较大容值的电容，进而降低了其功率密度和可靠性。输入侧二倍频功率解耦示意图如图6所示。

本文所提微逆将一次侧全桥电路与Boost电路开关管整合，可以通过控制开关管S₁~S₄的占空比实现对电容电压v_C_d的调节。如图6a所示，当没有二倍频解耦控制时，一次侧全桥电路的调制波m_dc为恒定的直流，输入电压V_in与电容电压v_C_d都含有二倍频分量，因此输入侧仍然需要大容量的电容。如图6b所示，当执行二倍频功率解耦时，一次侧电路调制波m_dc也呈现二倍频波动，输入侧的二倍频电压波动转移到解耦电容C_d上，从而实现光伏输入的二倍频功率解耦，具体的二倍频解耦控制策略将在本文第3节进行详细介绍。

由于V_in不含二倍频纹波，只需要小容值的输入电容即可实现其电压支撑。进一步地，在本文拓扑中，电容C_d的电压只与逆变器的电压输出能力有关，因此在满足逆变器输出要求的前提下，允许电容电压v_C_d包含一定的纹波，从而减小电路整体所需的电容值。

2.2 变压器电压比与解耦电容平均电压设计

在本文所提微逆中，电容C_d除了用作功率解耦，还需起到母线支撑的作用，因此其取值需要结合输入输出电压以及开关管应力进行综合考虑和设计。与之相关的关键参数还包括高频变压器匝比、解耦电容电压的平均值等。

根据表2所示参数，逆变器的输入电压范围为22~55 V，输出电压有效值为220 V，根据面积等效原则，能够满足峰值电压输出要求的正弦脉宽调制（Sine Pulse Width Modulation, SPWM）波形的等效面积为

（1）

A s_min = V o k D ⋅ T sw 2

式中，V_o为输出电压幅值；k_D为与占空比限制和电路压降相关的系数，这里取0.9；T_sw为开关周期。

假设解耦电容容值足够大，即不考虑解耦电容电压纹波，当输入电压分别为最小值和最大值时，对应的逆变器输出端口电压SPWM波的等效面积A_s1与A_s2分别为

（2）

A s1 = n V C d D S 1 T sw

（3）

A s2 = n V C d D S 3 T sw

式中，V_C_d为解耦电容电压平均值；D_S1、D_S3分别为输入电压最小和最大时开关管S₁和S₃的占空比。为了保证输入电压全范围内都能满足输出要求，对应的等效面积应满足A_s1=A_s2≥A_{s_min}。联立式（1）~式（3）可得

（4）

n = V o 2 k D V in_min V C d = V in_min + V in_max

根据式（4）可计算得到变压器电压比为7.86，解耦电容电压平均值为77 V。考虑一定裕量，本文最终将电压比设计为8。

2.3 Boost电感及解耦电容设计

Boost电感L_b1、L_b2的主要设计目标是电感电流纹波大小，为减小电流应力，电感电流的纹波通常设计为电感电流平均值的20%以下，即

（5）

Δ i L b1 = V in D S3 T sw L b1 ≤ 20 % I L b1

考虑最大光伏功率为600 W，最大光伏工作点为48 V时，单个电感的电流平均值约为6.5 A。由式（5）可得，此时电感L_b1、L_b2计算值约为280 μH。

由于解耦电容上的电压呈二倍频波动，解耦电容的设计容值主要取决于电压峰值和谷值。首先，解耦电容峰值电压关系到逆变器一、二次侧开关管的电压应力，解耦电容越小，其峰值电压越大，相应的开关管的电压应力也就越大。其次，解耦电容谷值电压与逆变器的输出能力相关，当谷值电压过小时，会因其输出能力不足而导致输出电压、电流畸变。综上两点，需要通过设计适当解耦电容以同时满足电压应力限制和电压输出要求。

当考虑二倍频波动时，解耦电容电压可以看作是在其平均电压上叠加一、二倍频分量，即

（6）

v C d = V C d + v ˜ C d

其中

（7）

v ˜ C d = P dc 2 ω 0 C d V C d sin 2 ω 0 t

若将一次侧开关管电压应力限制在90 V以内，根据式（6）和式（7），可以计算出额定功率条件下满足要求的电容容值为954 μF。

除了需要满足以上电压应力要求外，解耦电容取值时还需考虑其整个电压波动范围内是否能满足逆变器输出电压的要求。图7给出了解耦电容电压与输出端口电压的关系。明显地，要使整个解耦电容电压波动范围内都能满足输出要求，每个开关周期内的电压v_s脉冲面积都要大于端口电压v_ab的脉冲面积。

由于解耦电容电压与输出电压都是由其各自的调制波与同一载波比较后得到。因此以上条件可以转换为两个电压各自的调制波的比较，即

（8）

min m dc − m ac ≥ 0

其中

（9）

m dc = 2 − 2 V in v C d

（10）

m ac = v o n v C d

由式（9）可知，当输入电压V_in取最大值时，m_dc具有最小值，因此在此条件下得到的最大解耦电容设计值即可满足整个输入电压范围的需求。由式（6）~式（9）可以得到图8所示解耦电容与输出能力的关系。

由图8可知，当V_in=55 V，P_o=600 W时，保证正常输出C_d取值应大于2.18 mF。然而，在光伏应用中，当光伏电压高于最大功率点后，其功率会呈下降趋势，因此，若仍按照额定功率设计最大输入电压处的解耦电容值会产生较大冗余。本文按照V_in=55 V，P_o=300 W设计解耦电容值，此时其最小取值为1.1 mF。综合考虑以上电压应力与输出能力两方面的要求，并保留一定的裕量，结合实际电容标称值，最终选择解耦电容容值为1.5 mF。

根据选定的解耦电容，图9给出了输入电压与输出功率的关系，可以看出随着输入电压减小，逆变器能够输出的功率增大，当输入电压低于53 V后即可实现最大功率输出。

3 跟网/构网双模式控制策略

收起

本文所提出的HFL逆变器具有电压源型拓扑特性，搭配相应的控制策略可以使其运行于并网模式或离网模式。图10给出了针对该拓扑提出的并网和离网时的跟网/构网双模式控制策略框图。

图10a所示控制策略中，变压器一次侧电路采用光伏电压与Boost电感电流的双环控制。光伏电压参考值由扰动观测MPPT算法得到，然后光伏电压误差经过光伏电压控制器生成内环Boost电感电流参考值，再由电流控制器生成一次侧开关管的调制信号，这里电流控制器采用比例-积分-谐振（Proportional-Integral-Resonant, PIR）控制器，其中谐振控制器频率为二倍工频。通过PIR控制，电感电流中的二倍频成分得到很大的抑制，从而实现光伏侧的二倍频功率解耦。变压器二次侧采用解耦电容电压与输出电感电流的双环控制策略。同时，为了实现对无功功率的主动控制，电流内环参考指令由电压外环生成的有功功率指令与给定的无功功率指令通过静止坐标系下的功率计算式反推得到，即

（11）

i ref = 2 P ref v oα + Q ref v oβ v oα 2 + v oβ 2

与并网工作时不同，逆变器离网工作时，其输出电压需要被主动控制，以实现稳定的电压支撑。因此，离网时控制策略中的变压器二次侧电路采用输出电容电压与输出电感电流的双环控制，如图10b所示。一次侧电路则改为解耦电容电压与Boost电感电流的双环控制。值得注意的是，微逆离网工作时，光伏不再按照最大功率输出，而是根据负载功率自动调节其光伏工作点最终实现源荷平衡，因此离网控制策略中不含光伏MPPT控制。

本文提出的跟/构网双模式控制策略，可以分别满足逆变器的并网和离网运行，若要实现跟/构网模式自动切换，需要额外自适应切换算法，相关研究内容以及微电网控制将在后续的研究中呈现。

4 实验验证

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为了验证提出的HFL微逆拓扑以及对应的调制和控制策略的有效性，制作了一台输入电压范围为22~55 V的600 W实验室样机，如图11所示，相关的实验参数见表2。

图12为不同输入电压条件下的离网闭环稳态波形，可以看出，输入电压全范围内微逆均能实现稳定的输出，其中微逆输入电容虽然只采用100 μF的小容值电容，但电容电压波动维持在1.5 V以内，二倍频分量转移到解耦电容C_d上，意味着本文提出的拓扑成功地实现了光伏电压侧的二倍频功率解耦。

图13为本文在开关频率尺度下提出的调制策略关键波形。一次侧全桥电路将解耦电容的直流电压调制为高频三电平端口电压v_p后由高频变压器升压变换到二次侧，最后由二次侧周波变换器将其调制为输出端口的SPWM波v_ab，实验结果与1.1节的理论调制策略一致。实验样机采用交错并联的Boost电路，因此电感电流i_L_b1、i_L_b2呈现为幅值相同、相位相差180°的交错波形。

图14为在本文提出的调制策略下正半工频周期内各个开关管的软开关波形。图14a为一次侧开关管的栅源电压及漏源电压，可以看出S₁管实现了ZVS开通，而S₃管属于Boost电路复用开关管，此处为硬开关状态，类似地，S₂、S₄管也具有相同特性。二次侧开关管Q₁~Q₄的波形如图14b和图14c所示，这里Q₁管实现了ZCS关断，Q₂和Q₃管实现了ZVS导通，而半工频周期内Q₄管始终保持导通状态，Q₅~Q₈管特性与之类似，这里不再重复展示，实验结果与1.3节的分析一致。

本文提出的拓扑具有三线输出结构，可以适用于单相三线制电网，图15给出了其在离网模式下的分相输出及其动态响应波形。根据实验波形可以看出，无论是平衡负载还是极端不平衡负载条件下，两相输出电压均能保持均衡，且几乎不受负载变化的影响，展示出很好的稳定性和电压均衡特性。

图16为离网模式下的单相输出动态响应波形，输入输出电压与解耦电容电压在负载变化前后均能保持稳定，且能快速响应调整，展现出较好的动态特性。

本文第3节中提出的跟网控制策略能够实现对逆变器有功和无功的独立控制，图17为V_in=48 V时，不同功率条件下的并网闭环稳态波形，可以看出，在单位功率因数和非单位功率因数输出条件下，逆变器均能保持恒定输出且很好地实现了输入侧的二倍频功率解耦，验证了控制策略的有效性。

图18为光照强度突变时的并网动态波形，这里的光伏输入采用ITECH IT-N2131光伏模拟电源。9.5 s时，光照强度由1 000 W/m²突变为700 W/m²，光伏最大功率P_mp由500 W变为350 W，光伏实际功率P_pv经过短暂的过渡后稳定地追踪到新的工作点，且输出电流也能快速稳定，验证了光伏控制策略的有效性与较好的动态响应能力。由于逆变器输出侧实现了二倍频功率解耦，光伏电压波动很小，稳态MPPT转换效率达到了99%以上。

文献[30]中的拓扑将Boost电路与两级式移相全桥逆变电路整合，实现了较宽的输入电压范围和二倍频功率解耦，同时该拓扑也属于高频隔离型微逆，以上两点与本文所提拓扑相似，因此将其作为本文拓扑的对照方案。图19与表3为本文拓扑与文献[30]中拓扑的效率曲线与特性对比。由表3与图19可以看出，即使本文所提拓扑的输入电压范围、开关频率和输出电压等级均高于文献[30]中的拓扑，其依然能实现更高的峰值效率，且随着负载功率增加这种效率优势也更明显。一方面本文拓扑基于单级式结构，功率转换级数更少；另一方面提出的调制策略实现了除S₃、S₄外的其余开关管的软开关，提升了其转换效率。此外，相对于文献[30]拓扑，本文提出的拓扑具有额外的离网运行和兼容单相三线制配线的能力，进一步拓宽了其应用范围。

5 结论

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本文提出了一种适配单相两线制和单相三线制配线，并具有二倍频功率解耦能力的新型单相电压源型HFL微逆，解决了传统微逆适用场景单一、配线方式兼容性差等问题，同时减少了电路对大容量解耦电容的需求。为了实现该拓扑的高转换效率，以及并/离网多场景应用，提出了相应的软开关调制策略和跟/构网双模式控制策略，并理论分析了其软开关、均压原理、二倍频功率解耦实现等。最后，通过对试制的一台600 W实验样机进行离网/并网稳态、动态特性，功率解耦效果以及效率等方面的测试，验证了本文提出的拓扑和调制、控制策略的有效性。与现有研究方案相比，本文提出的微逆不仅具有更高的峰值效率，还具备离网运行及兼容单相三线配线的能力，为多场景、高效、高功率密度的微型应用提供了一种可行方案。

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国家自然科学基金资助项目(52107204)

参考文献

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文献

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2025年第40卷第12期

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doi: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240919

接收时间：2024-05-29
首发时间：2025-10-29
出版时间：2025-06-25

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收稿日期：2024-05-29
修回日期：2024-06-20

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国家自然科学基金资助项目(52107204)

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¹ 西安交通大学电气工程学院西安 710049

² 上海正泰电源系统有限公司上海 201600

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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TxT

开关管	正半工频周期	负半工频周期
一次侧	S₁, S₂	ZVS	ZVS
S₃, S₄	硬开关	硬开关
二次侧	Q₁, Q₆	ZCS	ZVS
Q₂, Q₅	ZVS	ZCS
Q₃, Q₇	ZVS	长通
Q₄, Q₈	长通	ZVS

开关管

正半工频周期

负半工频周期

一次侧

S₁, S₂

ZVS

S₃, S₄

硬开关

二次侧

Q₁, Q₆

ZCS

ZVS

Q₂, Q₅

ZVS

ZCS

Q₃, Q₇

ZVS

长通

Q₄, Q₈

长通

ZVS

参数	数值 (型号)
输入电压V_pv/V	22~55
输入电容C_in/μF	100
开关频率f_sw/kHz	50
一次侧开关管S₁~S₄	STH240N10F7-2
二次侧开关管Q₁~Q₈	C3M0160120D
Boost升压电感L_b1, L_b2/μH	330
解耦电容C_d/μF	1 500
高频变压器	电压比n	8
漏感L_lk/μH	0.25
励磁电感L_m/μH	186
输出滤波电感	L_f1, L_f2/μH	3 600
L_f3, L_f4/μH	68
输出滤波电容C_o1, C_o2/μF	3.3
并网运行	AB相间电网电压有效值v_g/V	220 (50 Hz)
最大输出功率P_omax/W	600
离网运行	AB相间输出电压有效值v_o/V	220 (50 Hz)
A、B相输出电压有效值v_o1, v_o2/V	110 (50 Hz)

参数

数值 (型号)

输入电压V_pv/V

22~55

输入电容C_in/μF

100

开关频率f_sw/kHz

一次侧开关管S₁~S₄

STH240N10F7-2

二次侧开关管Q₁~Q₈

C3M0160120D

Boost升压电感L_b1, L_b2/μH

330

解耦电容C_d/μF

1 500

高频变压器

电压比n

漏感L_lk/μH

0.25

励磁电感L_m/μH

186

输出滤波电感

L_f1, L_f2/μH

3 600

L_f3, L_f4/μH

输出滤波电容C_o1, C_o2/μF

3.3

并网运行

AB相间电网电压有效值v_g/V

220 (50 Hz)

最大输出功率P_omax/W

600

离网运行

AB相间输出电压有效值v_o/V

220 (50 Hz)

A、B相输出电压有效值v_o1, v_o2/V

110 (50 Hz)

参数	文献[30]中的拓扑	本文拓扑
输入电压范围/V	25~50	22~55
MPP电压/V	36	48
开关频率/kHz	40	50
输出电压有效值/V	110	220
额定功率/W	350	600
峰值效率(%)	92.6	93.28
输入侧二倍频功率解耦	是	是
离网应用	否	是
兼容单相三线制配线	否	是

参数

文献[30]中的拓扑

本文拓扑

输入电压范围/V

25~50

22~55

MPP电压/V

开关频率/kHz

输出电压有效值/V

110

220

额定功率/W

350

600

峰值效率(%)

92.6

93.28

输入侧二倍频功率解耦

是

离网应用

否

是

兼容单相三线制配线

否

是