电工技术学报

变换器	电压关系
Buck	$U o = D U in$
Boost	$U o = 1 1 − D U in$
Buck-Boost	$U o = − D 1 − D U in$
Zeta	$U o = D 1 − D U in$
Sepic	$U o = D 1 − D U in$
Cuk	$U o = − D 1 − D U in$

变换器

电压关系

Buck

U o = D U in

Boost

U o = 1 1 − D U in

Buck-Boost

U o = − D 1 − D U in

Zeta

U o = D 1 − D U in

Sepic

U o = D 1 − D U in

Cuk

U o = − D 1 − D U in

变换器	电压关系
Buck	$U o = D U in$
Boost	$U o = 1 1 − D U in$
Buck-Boost	$U o = − D 1 − D U in$
Zeta	$U o = D 1 − D U in$
Sepic	$U o = D 1 − D U in$
Cuk	$U o = − D 1 − D U in$

变换器

电压关系

Buck

U o = D U in

Boost

U o = 1 1 − D U in

Buck-Boost

U o = − D 1 − D U in

Zeta

U o = D 1 − D U in

Sepic

U o = D 1 − D U in

Cuk

U o = − D 1 − D U in

变换器	器件数量		主开关管电压应力	二极管最大电压应力	输入电流是否连续	效率(%)	实验工况
文献[16]	1 3 3	0+1	$1 1 − D$	$− 1 1 − D$	$2 1 − D$	$U o3 2$	$U o3 2$	是	90.5	20 kHz, 1.2 kW 50 V/(+200 V, -200 V)
文献[17]	1 2 4	1^3W+0	$D 1 − D$	$− D 1 − D$	$2 D 1 − D$	$U o3 2 D$	$U o3 2 D$	是	92.4	100 kHz, 2 kW 360 V/(+360 V, -360 V)
文献[20]	1 4 4	1^2W+0	$1 + n 1 − D$	$− n D 1 − D$	$1 + n + n D 1 − D$	$U o3 1 + n + n D$	$(1 + n) U o3 1 + n + n D$	否	93.8	50 kHz, 100 W 20 V/(+150 V, -50 V)
文献[21]	1 5 5	1^3W+0	$2 + n 1 1 − D$	$− n 2 1 − D$	$2 + n 1 + n 2 1 − D$	$U o3 2 + n 1 + n 2$	$(1 + n 1) U o3 2 + n 1 + n 2$	否	94.4	20 kHz, 150 W 50 V/(+300 V, -300 V)
所提变换器	1 5 6	1^3W+1	$2 + n 1 1 − D$	$− 1 + n 2 1 − D$	$3 + n 1 + n 2 1 − D$	$U o3 3 + n 1 + n 2$	$(1 + n 2) U o3 3 + n 1 + n 2$	是	95.5	50 kHz, 200 W 32 V/(+190 V, -190 V)

变换器

器件数量

电压增益

主开关管
电压应力

二极管最大
电压应力

输入电流
是否连续

效率(%)

实验工况

S VD C

CL+L

G_o1

G_o2

G_o3

文献[16]

1 3 3

0+1

1 1 − D

− 1 1 − D

2 1 − D

U o3 2

U o3 2

是

90.5

20 kHz, 1.2 kW
50 V/(+200 V, -200 V)

文献[17]

1 2 4

1^3W+0

D 1 − D

− D 1 − D

2 D 1 − D

U o3 2 D

U o3 2 D

是

92.4

100 kHz, 2 kW
360 V/(+360 V, -360 V)

文献[20]

1 4 4

1^2W+0

1 + n 1 − D

− n D 1 − D

1 + n + n D 1 − D

U o3 1 + n + n D

(1 + n) U o3 1 + n + n D

否

93.8

50 kHz, 100 W
20 V/(+150 V, -50 V)

文献[21]

1 5 5

1^3W+0

2 + n 1 1 − D

− n 2 1 − D

2 + n 1 + n 2 1 − D

U o3 2 + n 1 + n 2

(1 + n 1) U o3 2 + n 1 + n 2

否

94.4

20 kHz, 150 W
50 V/(+300 V, -300 V)

所提变换器

1 5 6

1^3W+1

2 + n 1 1 − D

− 1 + n 2 1 − D

3 + n 1 + n 2 1 − D

U o3 3 + n 1 + n 2

(1 + n 2) U o3 3 + n 1 + n 2

是

95.5

50 kHz, 200 W
32 V/(+190 V, -190 V)

变换器	器件数量		主开关管电压应力	二极管最大电压应力	输入电流是否连续	效率(%)	实验工况
文献[16]	1 3 3	0+1	$1 1 − D$	$− 1 1 − D$	$2 1 − D$	$U o3 2$	$U o3 2$	是	90.5	20 kHz, 1.2 kW 50 V/(+200 V, -200 V)
文献[17]	1 2 4	1^3W+0	$D 1 − D$	$− D 1 − D$	$2 D 1 − D$	$U o3 2 D$	$U o3 2 D$	是	92.4	100 kHz, 2 kW 360 V/(+360 V, -360 V)
文献[20]	1 4 4	1^2W+0	$1 + n 1 − D$	$− n D 1 − D$	$1 + n + n D 1 − D$	$U o3 1 + n + n D$	$(1 + n) U o3 1 + n + n D$	否	93.8	50 kHz, 100 W 20 V/(+150 V, -50 V)
文献[21]	1 5 5	1^3W+0	$2 + n 1 1 − D$	$− n 2 1 − D$	$2 + n 1 + n 2 1 − D$	$U o3 2 + n 1 + n 2$	$(1 + n 1) U o3 2 + n 1 + n 2$	否	94.4	20 kHz, 150 W 50 V/(+300 V, -300 V)
所提变换器	1 5 6	1^3W+1	$2 + n 1 1 − D$	$− 1 + n 2 1 − D$	$3 + n 1 + n 2 1 − D$	$U o3 3 + n 1 + n 2$	$(1 + n 2) U o3 3 + n 1 + n 2$	是	95.5	50 kHz, 200 W 32 V/(+190 V, -190 V)

变换器

器件数量

电压增益

主开关管
电压应力

二极管最大
电压应力

输入电流
是否连续

效率(%)

实验工况

S VD C

CL+L

G_o1

G_o2

G_o3

文献[16]

1 3 3

0+1

1 1 − D

− 1 1 − D

2 1 − D

U o3 2

U o3 2

是

90.5

20 kHz, 1.2 kW
50 V/(+200 V, -200 V)

文献[17]

1 2 4

1^3W+0

D 1 − D

− D 1 − D

2 D 1 − D

U o3 2 D

U o3 2 D

是

92.4

100 kHz, 2 kW
360 V/(+360 V, -360 V)

文献[20]

1 4 4

1^2W+0

1 + n 1 − D

− n D 1 − D

1 + n + n D 1 − D

U o3 1 + n + n D

(1 + n) U o3 1 + n + n D

否

93.8

50 kHz, 100 W
20 V/(+150 V, -50 V)

文献[21]

1 5 5

1^3W+0

2 + n 1 1 − D

− n 2 1 − D

2 + n 1 + n 2 1 − D

U o3 2 + n 1 + n 2

(1 + n 1) U o3 2 + n 1 + n 2

否

94.4

20 kHz, 150 W
50 V/(+300 V, -300 V)

所提变换器

1 5 6

1^3W+1

2 + n 1 1 − D

− 1 + n 2 1 − D

3 + n 1 + n 2 1 − D

U o3 3 + n 1 + n 2

(1 + n 2) U o3 3 + n 1 + n 2

是

95.5

50 kHz, 200 W
32 V/(+190 V, -190 V)

参数	数值 (型号)
输入电压U_in/V	32
输出电压	U_o1/V	190
U_o2/V	-190
U_o3/V	380
额定负载	R₁/Ω	722
R₂/Ω	722
R₃/Ω	1 444
输入电感L₁/μH	298
励磁电感L_m/μH	172
耦合电感匝比N₁ $∶$ N₂ $∶$ N₃	1 $∶$ 1 $∶$ 2
开关管S₁	IRFP4668PbF
二极管VD₁, VD₂, VD₃, VD_o1, VD_o2	STTH6002CW
电容	C₁/μF	40
C₂/μF	20
C₄/μF	10
C₃, C_o1, C_o2/μF	4.7
开关频率f_s/kHz	50
占空比D	0.5

参数

数值 (型号)

输入电压U_in/V

输出电压

U_o1/V

190

U_o2/V

-190

U_o3/V

380

额定负载

R₁/Ω

722

R₂/Ω

722

R₃/Ω

1 444

输入电感L₁/μH

298

励磁电感L_m/μH

172

耦合电感匝比N₁

∶

N₂

∶

N₃

∶

∶

开关管S₁

IRFP4668PbF

二极管VD₁, VD₂, VD₃, VD_o1, VD_o2

STTH6002CW

电容

C₁/μF

C₂/μF

C₄/μF

C₃, C_o1, C_o2/μF

4.7

开关频率f_s/kHz

占空比D

0.5

参数	数值 (型号)
输入电压U_in/V	32
输出电压	U_o1/V	190
U_o2/V	-190
U_o3/V	380
额定负载	R₁/Ω	722
R₂/Ω	722
R₃/Ω	1 444
输入电感L₁/μH	298
励磁电感L_m/μH	172
耦合电感匝比N₁ $∶$ N₂ $∶$ N₃	1 $∶$ 1 $∶$ 2
开关管S₁	IRFP4668PbF
二极管VD₁, VD₂, VD₃, VD_o1, VD_o2	STTH6002CW
电容	C₁/μF	40
C₂/μF	20
C₄/μF	10
C₃, C_o1, C_o2/μF	4.7
开关频率f_s/kHz	50
占空比D	0.5

参数

数值 (型号)

输入电压U_in/V

输出电压

U_o1/V

190

U_o2/V

-190

U_o3/V

380

额定负载

R₁/Ω

722

R₂/Ω

722

R₃/Ω

1 444

输入电感L₁/μH

298

励磁电感L_m/μH

172

耦合电感匝比N₁

∶

N₂

∶

N₃

∶

∶

开关管S₁

IRFP4668PbF

二极管VD₁, VD₂, VD₃, VD_o1, VD_o2

STTH6002CW

电容

C₁/μF

C₂/μF

C₄/μF

C₃, C_o1, C_o2/μF

4.7

开关频率f_s/kHz

占空比D

0.5

一种非隔离型双极性输出DC-DC变换器合成方法

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周明珠 ¹^,² , 刘超 ¹^,² , 庄一展 ¹^,² , 毛行奎 ¹^,² , 张艺明 ¹^,²

电工技术学报 | 电力电子 2025,40(12): 3953-3963

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电工技术学报 | 电力电子 2025, 40(12): 3953-3963

一种非隔离型双极性输出DC-DC变换器合成方法

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周明珠¹^,², 刘超¹^,², 庄一展¹^,², 毛行奎¹^,², 张艺明¹^,²

作者信息

¹ 福州大学电气工程与自动化学院福州 350108

² 福建省新能源发电与电能变换重点实验室福州 350108

周明珠女，1994年生，博士研究生，研究方向为电力电子功率变换及软开关技术等。E-mail: 220110005@fzu.edu.cn

通讯作者:

张艺明男，1988年生，教授，博士生导师，研究方向为无线电能传输、电力电子功率变换等。E-mail: zym@fzu.edu.cn

A Synthesis Method for Non-Isolated DC-DC Converters with Bipolar Outputs

Mingzhu Zhou¹^,², Chao Liu¹^,², Yizhan Zhuang¹^,², Xingkui Mao¹^,², Yiming Zhang¹^,²

Affiliations

¹ College of Electrical Engineering and Automation Fuzhou University Fuzhou 350108 China

² Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Fuzhou 350108 China

出版时间: 2025-06-25 doi: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240898

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摘要

收起

双极性直流微电网系统因其高效和可靠的优势，常作为连接各种可再生能源和新兴负载的解决方案。该文提出一种非隔离型双极性输出DC-DC变换器合成方法，并在传统变换器的基础上推演出一系列双极性输出DC-DC变换器拓扑。通过在Boost双极性输出DC-DC变换器上引入耦合电感和开关电容升压技术，提出一种双极性输出高增益DC-DC变换器。所提变换器具有低输入电流纹波、高电压增益、开关管电压应力低的优势，可以通过占空比和耦合电感匝比灵活调节双极性输出电压。该文给出了变换器结构的详细推演过程，并进行了模态分析、电压电流应力推导和稳态性能对比。最后，为了验证所提变换器的可行性，搭建一台200 W的实验样机，输出电压分别为190、-190和380 V，变换器在满载效率为95.5%。

关键词

双极性直流微电网 / DC-DC变换器 / 耦合电感 / 高电压增益 / 低输入电流纹波

Abstract

收起

In the application of new energy, energy storage, and emerging power loads, the power supply architecture using the DC bus has more advantages than the AC bus, which is the development direction of the future power supply system. Bipolar DC microgrid systems are often used to connect various renewable energy sources and emerging loads due to their higher reliability, flexibility, and efficiency. This paper proposes a synthesis method for non-isolated bipolar output DC-DC converters. A series of bipolar output DC-DC converter topologies are deduced. In order to further improve the performance of bipolar output converter, a novel high-voltage-gain DC-DC converter with a three-winding coupled-inductor is proposed by introducing coupled- inductor and switched-capacitor step-up technology to Boost bipolar output DC-DC converter.

Based on the characteristics of the bipolar output converter, the topology synthesis principle of the proposed bipolar output DC-DC converter is given. The input ends of a positive output DC-DC converter and a negative output DC-DC converter are connected in parallel, and the output ends are in series. This paper gives a series of bipolar output DC-DC converters by classifying and combining traditional DC-DC converters. However, the boost capacity of these converters is limited, and the positive and negative output voltages are only regulated by the duty cycle of the switch. Thus, a bipolar high-voltage-gain DC-DC converter with a three-winding coupled-inductor is proposed. The bipolar output voltages can be adjusted flexibly by the turns ratio of the coupled inductor and the duty ratio. This paper gives the construction principle, operating mode, voltage gain, and stress derivation of the high-voltage-gain bipolar output converter. Compared with the converters in the literature, the proposed converter has apparent advantages in voltage gain and device voltage stress. An experimental prototype with a rated power of 200 W is designed. Experimental results show that the input current ripple is small, and the actual voltage gain of the converter is 380/32=11.875, slightly lower than the calculated (3+n₁+n₂)/(1-D)=12, which is caused by parasitic resistance and control signal delay. The efficiency of the proposed converter is 95.5% at full load and 96.7% at half load.

The following conclusions can be drawn. (1) High voltage gain can be achieved with low input current ripple and small switching device voltage spikes. (2) Symmetrical bipolar output voltage can be achieved, reducing the need for high voltage gain of power supply and load. (3) The converter power is distributed on two DC bus bars, which makes the system more efficient. (4) Part of the diode realizes zero voltage switching turn-off, reduces the diode reverse recovery loss, and improves the efficiency of the proposed bipolar output converter.

Key words

Bipolar DC microgrid / DC-DC converter / coupled-inductor / high voltage gain / low input current ripple

引用本文

周明珠, 刘超, 庄一展, 毛行奎, 张艺明. 一种非隔离型双极性输出DC-DC变换器合成方法. 电工技术学报, 2025 , 40 (12) : 3953 -3963 . DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240898

Mingzhu Zhou, Chao Liu, Yizhan Zhuang, Xingkui Mao, Yiming Zhang. A Synthesis Method for Non-Isolated DC-DC Converters with Bipolar Outputs[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2025 , 40 (12) : 3953 -3963 . DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240898

正文

收起

0 引言

收起

光伏电池和燃料电池等可再生能源以及电动汽车的应用普及促进了直流微电网系统的发展^[1-3]。由于单极性直流微电网越来越难以满足许多新兴应用在高效性和可靠性方面的要求，为了提高系统性能，双极性直流微电网常作为连接各种可再生能源和新兴负载的解决方案，因具有更高的可靠性、灵活性和高效性，受到越来越多的关注^[4-5]。图1为双极性直流微电网系统基本结构。

双极性结构与单极性结构相比具有以下优势：

（1）更高的可靠性。当其中一条直流母线出现故障时，另一条直流母线仍然能够正常工作。

（2）更高的灵活性。能够提供包含正负的双极性电压在内的三个电压等级，从而减小电源和负载对高电压增益的需求。

（3）更高的效率。系统功率分布在两条直流母线上，使系统的效率更高。

然而，可再生能源系统产生的输出电压一般较低且不稳定，通常需要高升压直流变换器来提升输出电压等级^[6-10]。同时，低输入电流纹波结构能够提高光伏电池和燃料电池的使用寿命和运行效率^[11-13]。因此，研究具有低输入电流纹波的双极性输出高增益DC-DC变换器具有良好的工程应用价值^[14-15]。文献[16]提出了一种基于传统Boost变换器的双极性输出DC-DC变换器，其负极性输出是通过在Boost电路上引入电容和二极管组成极性反向极。但其电压增益有限，双极性输出电压仅通过单一的占空比进行调节，在不同负载条件下平衡双极输出具有局限性。文献[17 -19]提出了一些基于Sepic和Cuk电路的双极输出DC-DC变换器，应用于低输入电流纹波的光伏系统。然而，这些变换器的正负极输出电压仍然仅通过开关的占空比进行调节。为了提高双极性输出变换器的性能，文献[20-21]通过引入耦合电感升压技术来提高双极性输出电压增益，从而避免大量元件的使用。但由于其输入电流不连续，电流波形呈脉冲形式，影响光伏电池和燃料电池的使用寿命和运行效率。文献[22]提出了一种新型双开关高增益双极性输出DC-DC变换器，它具有支持输出电压平衡的能力，能够在有限的占空比范围内实现非常高的电压增益。然而，该变换器电压增益变化陡峭的斜率导致其控制更为复杂。

本文提出了一种非隔离型双极性输出DC-DC变换器合成方法，基于该方法推演出了一系列双极性输出DC-DC变换器拓扑。为了进一步提升双极性输出变换器的性能，以Boost双极性输出DC-DC变换器为例，通过在Boost双极性输出DC-DC变换器上引入耦合电感和开关电容升压技术，提出一种具有双极性输出的新型三绕组耦合电感高增益DC-DC变换器。该变换器具有输入电流纹波低、电压增益高、开关管电压应力低的优势，可以通过占空比和耦合电感匝比灵活调节双极性输出电压。

1 双极性输出DC-DC变换器的合成

收起

图2所示为双极性输出DC-DC变换器的拓扑合成。通过将一个正极性输出DC-DC变换器1和一个负极性输出DC-DC变换器2的输入端并联及输出端串联来构成一个双极性输出DC-DC变换器。U_in为输入电压，U_o1和U_o2分别为变换器的正极性输出电压和负极性输出电压，负载R₁、R₂和R₃形成三角形联结结构。

1.1 传统的DC-DC变换器分类

图3所示为正极性输出DC-DC变换器，图4所示为负极性输出DC-DC变换器。由图可知，正极性输出的变换器有Buck、Boost、Sepic、Zeta，负极性输出的变换器有Buck-Boost、Cuk。另外，图4增加了一个反Boost电路，即在传统Boost电路基础上引入电容和二极管组成极性反向极，输入输出电压关系为U_o=-U_in/(1-D)。表1所示为传统DC-DC变换器输入输出电压关系。其中，D为主开关管S₁的导通占空比。

1.2 拓扑推演

根据图3和图4的正负极性输出DC-DC变换器的组合可以得到12种基于传统变换器的双极性输出DC-DC变换器，如图5所示。此类变换器能够提供包括正负的双极性电压在内的三个电压等级，输入电流纹波小、系统灵活性高。同时，正负极性的输出电压独立可控，可以通过开关管S₁和S₂灵活调节。但是，器件数量相对较多，控制相对复杂。

观察图5所示双极性输出DC-DC变换器，能够看出图5a~图5k正负极性DC-DC变换器的输入结构是相同的，通过器件复用原理可以得到如图6所示的六种双极性输出DC-DC变换器，其器件数量减少，控制相对简单，只由一个开关管控制。但是，此类变换器输入电流纹波相对较大，正负极性的输出电压同时受开关管S₁控制，没法灵活调节U_o1和U_o2输出电压。

2 双极性输出高增益DC-DC变换器

收起

第2节介绍了基于传统DC-DC变换器如何构成双极性输出DC-DC变换器的方法。本文结合耦合电感升压技术，构建一种三绕组耦合电感的双极性输出高增益DC-DC变换器。

2.1 变换器结构

图7所示为所提双极性输出高增益DC-DC变换器拓扑结构推演过程，图8为所提变换器等效电路。在基于Boost和反Boost双极性输出DC-DC变换器（输入电感和开关管共享，见图6e）上引入耦合电感和开关电容升压技术来实现高电压增益。通过耦合电感匝数比和开关管导通占空比灵活调节U_o1和U_o2输出电压。其中，S₁-VD₁-C₁形成无源钳位回路，来抑制开关管S₁上的电压尖峰。电路中包含1个输入电感L₁、1个开关管S₁、5个二极管VD₁、VD₂、VD_o1、VD_o2、6个电容C₁、C₂、C_o1、C_o2和 1个三耦合绕组，其中，n₁=N₂/N₁，n₂=N₃/N₁。

2.2 变换器工作模态

为了电路分析简便，假想变换器的所有元件工作在理想条件下。在一个开关周期T_s内，变换器共有四种工作模态，图9为所提变换器关键波形。图10给出了所提变换器四种工作模态对应的等效电路。

模态1（t₀~t₁）：驱动信号触发开关管S₁导通，二极管VD₁、VD₂、VD₃和VD_o2导通，同时二极管VD_o1关断。输入电源U_in通过开关管S₁将能量传输给输入电感L₁。一次绕组N₁传输能量给电容C₂，电容C₂进行充电，同时绕组N₂的能量通过二极管VD₂给电容C₄充电。当开关管S₁电压降为零时，该状态结束。

模态2（t₁~t₂）：开关管S₁完全导通，输入电源U_in通过开关管S₁将能量传输给输入电感L₁。二极管VD₁的电压被反向截止于U_C₁，电容C₁的能量传输给电容C₂和一次绕组N₁。二极管VD_o1的电压被反向截止于U_C_o1-U_C₁，二极管VD₃的电压被反向截止于U_C_o2。其电压关系为

（1）

U L 1_ON = U in U N 1_ON = U C 1 − U C 2 U N 1_ON + U N 2_ON = U C 4 U N 3_ON = U C o2 − U C 3 U N 2_ON = n 1 U N 1_ON U N 3_ON = n 2 U N 1_ON

式中，U_L_{1_ON}、U_NX_{_ON}和U_CY为开关管S₁导通时电感L₁、绕组N_X（X=1, 2, 3）和电容C_Y（Y=1, 2, 3, 4, o1, o2）上的电压。

模态3（t₂~t₃）：驱动信号触发开关管S₁关断，二极管VD₁、VD₃和VD_o1导通，同时二极管VD₂和VD_o2关断。此时，电容C₃充电，电容C₄放电。当开关管S₁电流降为零时，该状态结束。

模态4（t₃~t₄）：开关管S₁完全关断，输入电源U_in同输入电感L₁一起将能量传输给电容C₁。二极管VD₂的电压被反向截止于U_C_o1-U_C₁，电容C₂将一部分能量传递到一次绕组N₁。二极管VD_o2的电压被反向截止于U_C_o2。其电压关系如下

（2）

U L 1_OFF = U in − U C 1 U N 1_OFF = − U C 2 U N 1_OFF + U N 2_OFF = U C 1 + U C 4 − U C o1 U N 3_ON = U C 1 − U C 3 U N 2_OFF = n 1 U N 1_OFF U N 3_OFF = n 2 U N 1_OFF

式中，U_L_{1_OFF}、U_NX_{_OFF}和U_CY为开关管S₁关断时电感L₁、绕组N_X（X=1, 2, 3）和电容C_Y（Y=1, 2, 3, 4, o1, o2）上的电压。

由电感伏秒平衡原理可知

（3）

∫ 0 D T U L 1_ON d t + ∫ D T T U L 1_OFF d t = 0 ∫ 0 D T U N X_ON d t + ∫ D T T U N X_OFF d t = 0 X = 1, 2, 3

联立式（1）~式（3），可得

（4）

U o 1 = U C o 1 = 2 + n 1 1 − D U in

（5）

U o2 = − U C o2 = − 1 + n 2 1 − D U in

（6）

U o3 = U o 1 − U o2 = 3 + n 1 + n 2 1 − D U in

则所提变换器输出电压增益，包括正、负和整体的电压增益G_o1、G_o2和G_o3分别为

（7）

G o 1 = U o 1 U in = 2 + n 1 1 − D

（8）

G o2 = U o2 U in = − 1 + n 2 1 − D

（9）

G o 3 = U o3 U in = 3 + n 1 + n 2 1 − D

图11为电压增益和占空比D的关系。由图11可知，当n₁=1，n₂=2时，增益G_o1和G_o2的大小相等、极性相反，所提变换器可以实现对称双极性输出电压。同时增益G_o3=G_o1-G_o2=2G_o1=-2G_o2，输出电压增益G_o1、G_o2和G_o3都随这占空比D的增大而增大。

2.3 电压和电流应力

电容C_Y的电压应力分别为

（10）

U C 1 = 1 1 − D U in = 1 3 + n 1 + n 2 U o3 U C 2 = D 1 − D U in = D 3 + n 1 + n 2 U o3 U C 3 = 1 + n 2 D 1 − D U in = 1 + n 2 D 3 + n 1 + n 2 U o3 U C 4 = 1 + n 1 U in = 1 + n 1 (1 − D) 3 + n 1 + n 2 U o3 U C o1 = 2 + n 1 1 − D U in = 2 + n 1 3 + n 1 + n 2 U o3 U C o2 = 1 + n 2 1 − D U in = 1 + n 2 3 + n 1 + n 2 U o3

开关管S₁的电压应力为

（11）

U S1 = 1 1 − D U in = 1 3 + n 1 + n 2 U o3

二极管VD₁、VD₂、VD₃、VD_o1、VD_o2的电压应力为

（12）

U VD1 = 1 1 − D U in = 1 3 + n 1 + n 2 U o3 U VD2 = U VDo1 = 1 + n 1 1 − D U in = 1 + n 1 3 + n 1 + n 2 U o3 U VD3 = U VDo2 = 1 + n 2 1 − D U in = 1 + n 2 3 + n 1 + n 2 U o3

图12为开关器件电压应力与输出电压U_o3的电压应力比。当n₁=1，n₂=2时，变换器中开关器件的电压应力相对于输出电压都比较小，较小电压应力可以选择较小的导通电阻开关器件，减小导通损耗，进而提高变换器的效率。

根据变换器输入输出功率守恒可知

（13）

I in = G o1 I o1 + G o2 I o2 + G o3 I o3

开关管S₁的电流应力

（14）

I S1 = G o3 − 1 I o3 + G o1 − 1 I o1 + G o2 I o2 D

二极管VD₁、VD₂、VD₃、VD_o1、VD_o2的电流应力为

（15）

I VD1 = I VDo1 = I o3 + I o1 1 − D I VD2 = I o3 + I o1 D I VD3 = I o3 − I o2 1 − D I VDo2 = I o3 − I o2 D

图13为开关器件电流应力与输出电流I_o3的电流应力比。当n₁=1，n₂=2，P_o1=P_o2，P_o1+P_o2=P_o3时，变换器中开关器件的电流应力比在占空比D=0.5时较小。综合考虑，为了减少开关器件的导通损耗，选择占空比D=0.5。

2.4 电路性能比较

表2为所提变换器与其他双极性输出DC-DC变换器的性能比较，包括使用的各个器件数量、电压增益、开关器件电压应力、输入电流是否连续、实际工况及效率，可以看出所提变换器有比较明显的优势。当n₁=1，n₂=2，n=n₁+n₂=3时，所提变换器与其他双极性输出DC-DC变换器的电压增益、主开关管电压应力以及二极管最大电压应力比较如图14所示。从图14可知，所提变换器的电压增益是最高的，主开关管电压应力是最低的，二极管最大电压应力仅次于文献[21]。

3 实验结果和分析

收起

为了验证所提双极性输出高增益DC-DC变换器理论分析的正确性和有效性，设计了一台额定功率为200 W（U_in=32 V, U_o1=190 V, U_o2=-190 V, U_o3= 380 V）的实验样机，如图15所示。所提变换器主要实验参数见表3。

当D=0.5，N₁:N₂:N₃=1:1:2，U_in=32 V时，所提变换器在200 W的开环实验结果如图16所示。图16a显示了输入输出电压、输入电流以及绕组N₁的电流波形，可以看到输入电流纹波是比较小的，变换器的实际电压增益380/32=11.875略低于理论计算值的电压增益(3+n₁+n₂)/(1-D)=12，这是由寄生电阻和控制信号延迟引起的。图16b显示了输出电压U_o1、U_o2和U_o3的波形，可以看到电压U_o1和U_o2的大小相等、极性相反，同时U_o3=U_o1-U_o2与理论分析一致。图16c~图16e显示了开关器件的电压和电流波形，可以看到二极管VD₂和VD_o2实现了零电流关断，减小了二极管的反向恢复损耗，同时开关管S₁和二极管VD₁的电压应力比较低。

当U_in=32 V，U_o3=380 V，f_s=50 kHz时，所提双极性输出高增益DC-DC变换器测量效率与输出功率关系曲线如图17所示（P_o=P_o1+P_o2+P_o3）。由图17可知，所提变换器在满载的效率为95.5%，在半载的效率为96.7%，验证了所提变换器在整个负载条件下都具有高效性。

4 结论

收起

本文提出了一种非隔离型双极性输出DC-DC变换器合成方法，列举了一系列由传统变换器构成的双极性输出DC-DC变换器。并基于该合成方法提出了一种双极性输出高增益DC-DC变换器，为了验证所提变换器的可行性，搭建一台50 kHz、200 W、32~380 V的实验样机。实验结果证明所提双极性输出高增益DC-DC变换器具有如下优势：

1）在较低的输入电流纹波和开关器件电压尖峰较小的情况下能够实现高电压增益。

2）可以实现对称双极性输出电压，减小电源和负载对高电压增益的需求。

3）变换器功率分布在两条直流母线上，使系统的效率更高。

4）部分二极管实现了零电压关断，减少了二极管反向恢复损耗，提高了变换器的效率。

基金

收起

国家自然科学基金(52107183)
福建省杰青(2022J06011)

参考文献

收起

文献

收起

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2025年第40卷第12期

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doi: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.240898

接收时间：2024-05-27
首发时间：2025-10-29
出版时间：2025-06-25

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出版历史

收稿日期：2024-05-27
修回日期：2024-08-29

基金

国家自然科学基金(52107183)

福建省杰青(2022J06011)

作者信息

¹ 福州大学电气工程与自动化学院福州 350108

² 福建省新能源发电与电能变换重点实验室福州 350108

通讯作者:

张艺明男，1988年生，教授，博士生导师，研究方向为无线电能传输、电力电子功率变换等。E-mail: zym@fzu.edu.cn

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2种不同金属材料的力学参数

科 Family	属数 Number of genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)	属 Genus	种数 Number of species	占总种数比例 Percentage of total species (%)
鹅膏菌科Amanitaceae	2	11	5.26	鹅膏菌属 Amanita	10	4.78
小菇科 Mycenaceae	2	12	5.74	丝盖伞属 Inocybe	5	2.39
多孔菌科 Polyporaceae	8	14	6.70	蜡蘑属 Laccaria	5	2.39
红菇科 Russulaceae	3	23	11.00	小皮伞属 Marasmius	6	2.87
				小菇属 Mycena	11	5.26
				光柄菇属 Pluteus	5	2.39
				红菇属 Russula	17	8.13
				栓菌属 Trametes	5	2.39

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TxT

变换器	电压关系
Buck	$U o = D U in$
Boost	$U o = 1 1 − D U in$
Buck-Boost	$U o = − D 1 − D U in$
Zeta	$U o = D 1 − D U in$
Sepic	$U o = D 1 − D U in$
Cuk	$U o = − D 1 − D U in$

变换器

电压关系

Buck

U o = D U in

Boost

U o = 1 1 − D U in

Buck-Boost

U o = − D 1 − D U in

Zeta

U o = D 1 − D U in

Sepic

U o = D 1 − D U in

Cuk

U o = − D 1 − D U in

变换器	器件数量		主开关管电压应力	二极管最大电压应力	输入电流是否连续	效率(%)	实验工况
文献[16]	1 3 3	0+1	$1 1 − D$	$− 1 1 − D$	$2 1 − D$	$U o3 2$	$U o3 2$	是	90.5	20 kHz, 1.2 kW 50 V/(+200 V, -200 V)
文献[17]	1 2 4	1^3W+0	$D 1 − D$	$− D 1 − D$	$2 D 1 − D$	$U o3 2 D$	$U o3 2 D$	是	92.4	100 kHz, 2 kW 360 V/(+360 V, -360 V)
文献[20]	1 4 4	1^2W+0	$1 + n 1 − D$	$− n D 1 − D$	$1 + n + n D 1 − D$	$U o3 1 + n + n D$	$(1 + n) U o3 1 + n + n D$	否	93.8	50 kHz, 100 W 20 V/(+150 V, -50 V)
文献[21]	1 5 5	1^3W+0	$2 + n 1 1 − D$	$− n 2 1 − D$	$2 + n 1 + n 2 1 − D$	$U o3 2 + n 1 + n 2$	$(1 + n 1) U o3 2 + n 1 + n 2$	否	94.4	20 kHz, 150 W 50 V/(+300 V, -300 V)
所提变换器	1 5 6	1^3W+1	$2 + n 1 1 − D$	$− 1 + n 2 1 − D$	$3 + n 1 + n 2 1 − D$	$U o3 3 + n 1 + n 2$	$(1 + n 2) U o3 3 + n 1 + n 2$	是	95.5	50 kHz, 200 W 32 V/(+190 V, -190 V)

变换器

器件数量

电压增益

主开关管
电压应力

二极管最大
电压应力

输入电流
是否连续

效率(%)

实验工况

S VD C

CL+L

G_o1

G_o2

G_o3

文献[16]

1 3 3

0+1

1 1 − D

− 1 1 − D

2 1 − D

U o3 2

U o3 2

是

90.5

20 kHz, 1.2 kW
50 V/(+200 V, -200 V)

文献[17]

1 2 4

1^3W+0

D 1 − D

− D 1 − D

2 D 1 − D

U o3 2 D

U o3 2 D

是

92.4

100 kHz, 2 kW
360 V/(+360 V, -360 V)

文献[20]

1 4 4

1^2W+0

1 + n 1 − D

− n D 1 − D

1 + n + n D 1 − D

U o3 1 + n + n D

(1 + n) U o3 1 + n + n D

否

93.8

50 kHz, 100 W
20 V/(+150 V, -50 V)

文献[21]

1 5 5

1^3W+0

2 + n 1 1 − D

− n 2 1 − D

2 + n 1 + n 2 1 − D

U o3 2 + n 1 + n 2

(1 + n 1) U o3 2 + n 1 + n 2

否

94.4

20 kHz, 150 W
50 V/(+300 V, -300 V)

所提变换器

1 5 6

1^3W+1

2 + n 1 1 − D

− 1 + n 2 1 − D

3 + n 1 + n 2 1 − D

U o3 3 + n 1 + n 2

(1 + n 2) U o3 3 + n 1 + n 2

是

95.5

50 kHz, 200 W
32 V/(+190 V, -190 V)

参数	数值 (型号)
输入电压U_in/V	32
输出电压	U_o1/V	190
U_o2/V	-190
U_o3/V	380
额定负载	R₁/Ω	722
R₂/Ω	722
R₃/Ω	1 444
输入电感L₁/μH	298
励磁电感L_m/μH	172
耦合电感匝比N₁ $∶$ N₂ $∶$ N₃	1 $∶$ 1 $∶$ 2
开关管S₁	IRFP4668PbF
二极管VD₁, VD₂, VD₃, VD_o1, VD_o2	STTH6002CW
电容	C₁/μF	40
C₂/μF	20
C₄/μF	10
C₃, C_o1, C_o2/μF	4.7
开关频率f_s/kHz	50
占空比D	0.5

参数

数值 (型号)

输入电压U_in/V

输出电压

U_o1/V

190

U_o2/V

-190

U_o3/V

380

额定负载

R₁/Ω

722

R₂/Ω

722

R₃/Ω

1 444

输入电感L₁/μH

298

励磁电感L_m/μH

172

耦合电感匝比N₁

∶

N₂

∶

N₃

∶

∶

开关管S₁

IRFP4668PbF

二极管VD₁, VD₂, VD₃, VD_o1, VD_o2

STTH6002CW

电容

C₁/μF

C₂/μF

C₄/μF

C₃, C_o1, C_o2/μF

4.7

开关频率f_s/kHz

占空比D

0.5